ББК 32.846 П79 УД К 621.375 В. В. Ефимов, В. Н. Павлов, Ю. П. Соколов, Н. В. Терпугов, В. С. Фирсов Рецензенты Кафедра «Радиоприемные устрой- вроф. Г. В. Войшвилло — Ленин- .стаа» Таганрогского радиотехническо- го института им, В. Д. Калмыкова градский электротехнический институт связи им. М, А, Бонч-Бруевича Проектирование усилительных устройств: Учеб. посо- П79 бие / Ефимов В. В., Павлов В. Н„ Соколов Ю. П. и др.; под ред. Н. В, Терпугова.—М.: Высш. школа, 1982.—190 с., ил. 40 к. В книге рассматриваются общие вопросы проектирования усилительных устройств различного типа; усилительные устройства на транзисторах, аналоговые устройства на базе усилителей с глубокими обратными связями, активные /?С-фильтры. а также особенности электрического расчета микросхем. Предназначается для студентов специальности «Радиотехника» и других радио- технических специальностей. Может быть полезна аспирантам и инженерам. 2402020000-425 " 001(01)-82 " )02-82 ББК 32.846 6Ф2.12 © Издательство «Высшая школа», 1982 ПРЕДИСЛОВИЕ За последние годы в проектировании усилительных устройств по- явились и утвердились новые научно-технические направления. К ним относятся создание аналоговых устройств на базе операционных уси- лителей, где формирование их внешних характеристик осуществля- ется путем введения внешних цепей обратной связи, совершенство- вание методов проектирования аналоговой микросхемотехники и др. Успешное развитие машинных методов анализа, приведшее к по- явлению стандартных универсальных программ машинного расчета различных схем, в том числе предназначенных и для микроисполне- ния, обусловило значительное сокращение объема работ в процессе проектирования. Развитие микросхемотехникн позволило разрабо- тать, усовершенствовать и начать использовать разнообразные схем- ные построения, которые ранее практически не применились в уси- лительных каналах, выполненных на дискретных элементах. К ним относятся источники стабильного тока и напряжения, схемы сдвига уровня и т. д. Особое место занимают усилители высокой чувствитель- ности, для которых основным при расчете является определение об- щего уровня внутренних шумов. При этом анализ и расчет таких уст- ройств осложняется тем, что они обладают различными типами обрат- ных связей и вариантами включения активных элементов при подаче на них сигналов от соответствующих источников с комплексным вы- ходным сопротивлением. Немаловажное значение имеет фильтрация спектров усиливаемых сигналов, для осуществления которой исполь- зуют активные ^С-фильтры. При их расчете возникают трудности ме- тодического характера, связанные с необходимостью последователь- ного изложения как сущности их синтеза, так и алгоритма расчета, В связи с небольшим объемом книги не все удалось изложить до- статочно полно, а некоторые вопросы, уже освещенные в литературе, опущены. В частности, материал по проектированию импульсных и широкополосных усилителей объединен в один раздел в связи с ис- пользованием известных зависимостей между параметрами переход- ных и частотных характеристик. Чтобы на базе изложенных общих решений можно было проектировать усилители низкой частоты, вве- ден раздел по расчету усилителей мощности. Авторы выражают глубокую признательность проф. Г. В. Войшвил- ло, доц. К. Л. Афанасьеву, И. М. Зарубину и В. Г. Лобачу за ряд ценных замечаний и рекомендаций, учтенных авторами при работе над рукописью. Гл. 1 написана В. В. Ефимовым; гл. 2 — В. Н. Павловым; гл. 3 — В. С. Фирсовым; гл. 4 — Ю. П. Соколовым; гл. 5 и § 1.4, 2.5, прило- жения I и II — Н. В. Терпуговым. Авторы с благодарностью примут замечания и рекомендации по книге. Их следует.направлять по, адресу: 101430, Москва К-51, Не- глинная, д. 29/14, издательство «Высшая школа». Авторы ГЛАВА 1 ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ § 1.1. ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИИ, ВЫПОЛНЯЕМЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫМ УСТРОЙСТВОМ Усилительные устройства находят применение в самых различных областях науки, техники и производства, являясь либо самостоятель- ными устройствами, либо частью сложных приборов и систем. ' Техника усиления электрических сигналов непрерывно развива- ется. Это связано в первую очередь с развитием и совершенствованием радиоэлектроники и технологии, разработкой новых усилительных приборов. Появление новых полупроводниковых приборов и техно- логических процессов позволило объединить множество транзисторов, диодов, резисторов в одно устройство — интегральную микросхему (ИМС). При развитии линейных ИМС значительно расширились возмож- ности использования усилительных устройств. Применяя в качества усилительного прибора ИМС, можно решать ряд задач, связанных с аналоговой обработкой сигналов. Так, с помощью операционных усилителей на ИМС можно осуществлять как линейные, так и нели- нейные операции, создавать различные функциональные устройства. В тоже время не утратили актуальность и многие проблемы проек- тирования усилителей на дискретных элементах, в которых в качестве усилительного прибора используют транзистор. Умение проектиро- вать усилители на таких элементах позволяет решать многие схемо- технические задачи, возникающие при проектировании самих ИМС. Усилительное устройство характеризуется рядом технических по-' казателей. В зависимости от того, какие из показателей считают основ- ными, формулируются требования к проектированию усилителей и выбираются способы их технической реализации. К основным пока- зателям относятся: коэффициент усиления, амплитудно- и фазочастот- ные и переходные характеристики, коэффициент нелинейных искаже- ний, уровень помех, чувствительность, устойчивость, входное и вы- ходное сопротивления. Спроектированное устройство должно удов- летворять определенному сочетанию упомянутых показателей. В первую очередь усилитель характеризуется коэффициентом уси- ления по напряжению К.и = ^/вых/^вх или "о т"0^ Ki = /вых//вх> или по мощности Кр = ^вых^вх- Коэффициенты усиления опреде- ляются в установившемся режиме и выражаются либо в безразмер- ных, либо в логарифмических единицах [децибелах (дБ)]: /<0(ДБ) = 20 lg KU; /<ДдБ) = 20 lg /<1 ; ./<ЛдЬ, = 10 lg / /cpi, /ср2- Скорость спада суммарной АЧХ последова- тельно увеличивается после каждой частоты среза на 20 дБ/дек. ' Фазочастотная характеристика (ФЧХ) представляет собой зави- симость от частоты сдвига фаз между выходным и входным сигнала- ми, обусловленного реактивными свойствами отдельных элементов каскада. Часто ФЧХ представляют также в виде диаграммы Боде. На рис. 1.4 приведена диаграмма Боде для ФЧХ одного каскада уси- лителя. Реальная ФЧХ показана пунктиром, ФЧХ п каскадного уси- п лителя определяется равенством (р„ (/) = 2<р, (/), где <р, (/) — ФЧХ i^\ i-то каскада. Диаграмма Боде ФЧХ многокаскадного усилителя пред- ставляет собой многоступенчатую кривую, где влияние каждого кас- када приближенно отображается скачком фазы на 90° при соответству- ющей частоте среза. При усилении прямоугольных импульсов качество работы усили- теля оценивается его переходной характеристикой. Переходная ха- рактеристика — зависимость от времени выходного напряжения при воздействии на вход усилителя напряжения ступенчатой формы. Из-за наличия реактивных элементов, например емкости, напряжение на выходе устанавливается постепенно. Для оценки переходных искаже- ний используют нормированную переходную характеристику h (t) == - и„ых WK, при u„ (t) = 0 (t<0), ы„ (t) = 1 {t> 0). Искаже- ния формы импульса можно определить, зная время нарастания пе- реднего фронта 4 (время нарастания переходной характеристики от 0,1 до 0,9), выброс вершины 6, спад вершины а за врем» действия им- пульса длительностью ty (рис. 1.5). АЧХ и переходная характеристи- ка связаны равенствами: /в == 0,35^ф"1; fs == а (2л<и)~1. При этом предполагается, что коэффициенты частотных искажений н» низших и высших граничных частотах /д и /в ^и = —3 дБ; My =* = -3 дБ. Нелинейные искажения пред- ставляют собой искажения выход- ного сигнала, вызванные наличием в усилителе нелинейных элементов. -45 -50 УграЗ Рис. 1.4 Рис. 1.5 Особенностью нелинейных искажений по сравнению с линейными (частотными и фазовыми) является появление в спектре выходного сигнала новых дополнительных частотных компонент (гармоник), от- сутствующих во входном сигнале. Появление нелинейных искажений связано с нелинейными свойствами усилительных приборов, особен- но заметных при высоком .уровне входного сигнала. Мерой нелинейных искажений служит коэффициент нелинейных искажений ______ kr=Vm+ui.../ Hi, где С/а, U у,... — амплитуды или действующие значения высших гармоник; L/i — амплитуда или действующее значение первой (основ- ной) гармоники. В выходном напряжении наряду с основной составляющей сигна- ла всегда присутствует составляющая помехи. Уровень помех на вы- ходе не должен превышать некоторой определенной доли выходного сигнала. Основные помехи, возникающие внутри усилителя, — это фон и шумы. фон — добавочное напряжение на выходе, вызванное питанием усилителя от сети переменного тока, или наводка от внешних полей. Фон содержит составляющие, частоты которых кратны частоте сети. ва. Поскольку введение ООС уменьшает уровень искажений, снижая одновременно коэффициент усиления, вопрос о целесообразности ее применения решается в каждом отдельном случае. После определения структуры усилителя производят покаскадный расчет его элементов, обеспечивающих заданные внешние качествен- ные показатели. При этом выбирают режим работы УП и осуществля- ют его расчет по постоянному току, после чего проводят расчет необ- ходимых внешних характеристик усилителя. ' Перечисленные этапы присутствуют в том или ином виде при про- ектировании различных типов усилительных устройств. В настоящее время широкое развитие получают методы проектиро- вания усилителей с помощью ЭВМ. Это, в первую очередь, относится к проектированию усилительных. устройств в интегральном исполне- нии. Однако первый этап машинного проектирования представляет собой ручное проектирование и содержит перечисленные ранее этапы. В результате возникает разработанная структурная схема с рассчи- танными на основе приближенных решений отдельными значениями ее элементов. Этот этап является основным творческим этапом в про- цессе машинного проектирования. При проектировании различных типов усилителей в соответствии с приведенной ранее классификацией ставятся конкретные задачи и решение их определяется теми основными требованиями, которые долж- ны быть реализованы. По отношению к рассмотренным типам усили- телей эти требования в общем формулируются следующим образом. Усилители постоянного тока. Несмотря на то что в настоящее вре- мя отечественная промышленность выпускает УПТ в виде ИМС обще- го применения, определенный интерес представляет проектирование УПТ в дискретном виде. Умение рассчитывать и анализировать рабо- ту УПТ позволяет спроектировать усилитель, отвечающий заданным требованиям, которые не всегда могут быть реализованы с помощью промышленных ИМС. Кроме того, знание принципов построения и расчета УПТ дает возможность разобраться в принципах построения ИМС УПТ и является необходимым на этапе ручного проектирования при создании новых ИМС. Для уменьшения дрейфа нуля первые каскады УПТ строят по сим- метричной дифференциальной схеме. В качестве УП чаще использу- ют биполярные транзисторы, включенные по схеме с общим эмит- тером (ОЭ), Если необходимо получить высокое входное сопротивление в первом каскаде УПТ, применяют полевые транзисторы. В общем случае УПТ может содержать п каскадов, но наибольшее распространение получили трехкаскадные схемы. .Структурная схема УПТ, типичная при реализации его в интегральном исполнении, пред- ставлена на рис. 1.6. Первым каскадом является дифференциальный усилитель (ДУ), который для минимизации ошибок, связанных с дрей- фом нуля, работает в режиме малых токов и имеет поэтому малый ко- эффициент усиления по напряжению. Следующий каскад — усили- тель напряжения (УН), который имеет высокий коэффициент усиления и осуществляет сдвиг уровня постоянного напряжения на некоторук: величину,обеспечивая тем самым нулевое напряжение на выходе при 12 отсутствии сигнала на входе УПТ. Оконечный каскад (ОА') формиру- ет необходимую величину выходного сигнала и обеспечивает малое вы- ходное сопротивление усилителя. Если проектируемый УПТ должен быть в интегральном исполне- нии, то следует исключить из схемы резисторы с большими номинала- ми и конденсаторы, а также стремиться унифицировать номиналы эле- ментов схемы. При проектировании УПТ на ИМС общего применения необходимо осуществить выбор ИМС, произвести расчет или подбор цепей, корректирующих АЧХ с целью получения устойчивого коэф- фициента усиления при заданной верхней граничной частоте. Рис. 1.6 Усилители низкой частоты. Пер- вые каскады УНЧ работают при сравнительно слабых сигналах и на- зываются каскадами пред- варительного усиления. Их основное назначение— повышение уровня сигнала для обеспечения ра- боты выходного каскада. Выходные каскады работают при высоком уровне сигнала и являются, как пра- вило, усилителями мощности. Усилители мощности относятся к уси- лителям сигналов большой интенсивности и их проектирование имеет свои особенности. Проектирование предварительных каскадов УНЧ осуществляют аналогично проектированию ШУ. При этом расчеты упрощаются, так как на низких частотах параметры используемых УП характеризу- ются не комплексными, а действительными величинами. Широкополосные усилители. При расчете ШУ обычно задают номинальный коэффициент усиления Ко, верхнюю и нижнюю гранич- ные частоты /в и fa при заданных коэффициентах частотных искаже- ний Мц и Мв, стабильность коэффициента усиления в диапазоне изме- нения температур окружающей среды. Предварительный расчет ШУ состоит в выборе типа УП, ориенти- ровочном определении числа каскадов и приближенном распределе- нии по каскадам частотных искажении так, чтобы суммарная их вели- чина не превосходила заданную. Как правило, каскады предваритель- ного усиления выполняют идентичными. Обычно частотные искажения по каскадам распределяют равно- мерно. Иногда целесообразно распределить искажения неравномер- но по каскадам, что позволяет ослабить требования к одному из них, чаще всего к оконечному. Схему питания каскадов выбирают исходя из заданной стабильно- сти' и диапазона изменения температур. При ориентировании на ин- тегральное исполнение ШУ стремятся исключить из схемы индуктив- ные элементы, конденсаторы и резисторы с большими номиналами. Импульсные усилители. Основное внимание при проектировании ИУ обращается на сохранение формы усиливаемого сигнала. Специ- фическими искажениями являются искажения формы импульса, ха- рактеризующиеся временем нарастания фронта /ф, выбросом 6 и спа- 13 дом вершины а. Расчет ИУ проводят как методом переходных харак- теристик, так и частотным методом. При проектировании ИУ частотным методом используют известные соотношения (см. § 1.1), связывающие 4 и а с граничными частотами /в и /я. Практически указанные соотношения справедливы как для не- корректированных, так и для корректированных каскадов. Это позво- ляет проектировать ИУ как ШУ с заданными граничными час тотами. Частотно-избирательные усилители. Отличительной особенностью проектирования этого класса устройств является то, что технические требования задают не только на параметры в полосе пропускания (/ц, /в, Мц и Ма), но и на параметры в полосе заграждения (fa и Мз). Проектирование таких усилителей связано с отысканием аппрок- симирующей функции, которая с необходимой точностью удовлетво- ряет требованиям, предъявляемым к частотной характеристике ЧИУ, На основе выбранной аппроксимирующей функции производят схемо- технический синтез ЧИУ путем использования усилителей с обратны- ми связями различного типа, а также методов аналоговой вычисли- тельной техники. Усилители сигналов большой интенсивности. В рассматриваемых усилителях вследствие высокого уровня сигналов используют транзис- торы повышенной мощности, потребляющие от источника питания большую энергию. Поэтому важное значение приобретает высокая экономичность, т. е. лучшее использование транзистора по напряже- нию и току, что связано с возрастанием нелинейных искажений. В частности, отмеченные противоречивые требования удается удовлет- ворить при построении усилителя, по двухтактной схеме с использова- нием транзисторов в режиме класса В или АВ. К особенностям расчета данных усилителей следует отнести: вы- бор схем, необходимость использования графических методов опре: деления режимов работы транзисторов, введение усредненных пара- метров, расчет нелинейных искажений и др. Усилители высокой чувствительности. При проектировании уси- лителей высокой чувствительности к малым уровням входного сигна- ла производят выбор усилительного прибора и схемы, расчет эле- ментов схемы, обеспечивающих необходимые передаточные характе- ристики и стабильность работы. Однако на каждом из этапов необхо- димо учитывать такое специфическое требование, как обеспечение ма- лого уровня внутренних шумов. Аналоговые устройства на базе усилителей. Проектирование ана- логовых функциональных устройств на базе усилителей предполага- ет использование ИМС операционных усилителей (ОУ) с внешними обратными связями. Поэтому одна из важнейших задач, которую ре- шают при проектировании наряду с выбором ИМС, — это обеспечение точности воспроизведения заданной функции и устойчивости работы устройства. Основные погрешности, возникающие при моделировании функциональных' зависимостей, связаны с неидеальностью ОУ, Поэ' тому при выборе типа ОУ необходимо исходить из заданных требова- ний, согласовывая их. с характеристиками ОУ. . 14 § 1.3, ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ Основным элементом усилительного устройства является УП. В ^ качестве УП наибольшее распространение получили транзисторы и аналоговые ИМС. Для проектирования усилителей по заданным ка- чественным показателям необходимо знать основные свойства исполь- зуемых УП. \ Транзисторы подразделяют на биполярные и тюлевые. Полевые - транзисторы уступают биполярным по усилительным свойствам, но • значительно превосходят их по входным параметрам. Биполярные транзисторы обладают, как правило, более широкой полосой частот и более высокой выходной мощностью. ИМС по таким качественным показате- лям, как входное и выходное сопротивле- ния, коэффициент усиления превосходят транзисторы, но обладают меньшим допус- тимым уровнем выходного напряжения, • повышенными внутренними шумами, имеют худшие частотные свойства. Рис. 1.7 Для общего описания свойств УП могут быть использованы различные методы. Наибольшее распространение , получили следующие методы: вольт-амперных характеристик, четы- рехполюсника, физических эквивалентных схем. Свойства транзисторов определяются семействами их статических и динамических вольт-амперных характеристик. С помощью этих ха- рактеристик можно вычислить низкочастотные параметры транзис- торов, выбрать режим по постоянному току, графически найти коэф- : фициент усиления на средних частотах, оценить нелинейные искаже- ния в режиме сильных сигналов. Наибольший интерес яр-едставляют входные и выходные характе- ^ рнстики транзисторов: ^ = <р <я„х); г'вых = <Р (а^,к). Поскольку у полевых транзисторов входной ток практически отсутствует, его вход- ная характеристика не имеет смысла- Для его описания чаще исполь- " зуют сквозную и выходную характеристики <еых == ^.("кк^ ^выз == == <Р ("вых)- Выходные характеристики как биполярных, так и по- ' левых транзисторов имеют одинаковый вид. На рис. 1.7 представлено семейство обобщенных выходных харак- ' теристик транзистора и показаны области и линии, ограничивающие ' его использование: 1,2 — нелинейные области семейства статических ' характеристик УП; 3 — область ограничения по мощности рассеяния ^ на коллекторе; 4—линия максимально допустимого напряжения; 5— - линия максимально допустимой мощности рассеяния на коллекторе, Как следует из рисунка, транзистор может эффективно использовать- ся лишь в рабочей области (РО). D режиме слабых сигналов УП можно рассматривать как линейное Устройство и представлять его в виде активного четырехполюсника. Метод четырехполюсника в сочетании с методом физических эквива- (5 лентных схем является универсальным и позволяет получить основныех расчетные параметры У П. Известно, что свойства четырехполюсника полностью характери- зуются связью между входными и выходными токами и напряжениями. Эта связь описывается системой двух линейных уравнений, связываю- щих входные токи и напряжения /^, U^ с выходными /g, Uy. В зависимости от того, какие из величин принять за аргумент, а какие считать функциями, можно получить уравнения в различных системах параметров. Наиболее широко используют системы Y- и Н- ' параметров. Уравнения четырехполюсника в системе У-параметров, имеют вид » f\-YnU,+Y„U„ \ ^ } ('-^п /2=^2i Ui+Y„ V,. \ J Е Коэффициенты и переменные представляют собой комплексные ве- личины. Комплексные коэффициенты Уц, У^, Y^, Y 32 образуют сие-7 тему У-параметров, имеющих определенный физический смысл: Уц—} комплексная входная проводимость при коротком замыкании на вы", ходе; У.,! — комплексная прямая взаимная проводимость при корот- ком замыкании на выходе; У 33—комплексная выходная проводи-^ мость при коротком замыкании на входе; У^з — комплексная обрат- ная взаимная проводимость при коротком замыкании на входе. В системе //-параметров уравнения четырехполюсника имеют вид( {7l=//n/i+//i3[/2; 1 I", = н^a. /i + H•2Ъ U г. j В режиме короткого замыкания на выходе //ц — комплексное входное сопротивление; //31— коэффициент прямой передачи. В pe-f жиме холостого хода на входе Н^ — коэффициент обратной переда-с чи; //за — комплексная выходная проводимость. Поскольку режим холостого хода на высоких частотах реализовать сложно, для описания УП используют систему S-параметров (пара- метров рассеяния). При измерении 5-параметров на входе и выходе че- тырехполюсника включают резисторы определенной величины, отно- сительно которой нормируются измеряемые параметры [4]. ^ Между У-, //- и 5-параметрами существует функциональная связь и они могут быть пересчитаны из одной системы в другую. ; УП, рассматриваемый как линейный четырехполюсник, в усилив теле нагружен по входу и выходу. К выходным зажимам подключен г генератор (источник сигнала) с внутренней проводимостью У г, к вы-i ходным — нагрузка с проводимостью Ун. По известным формулам для нагруженного четырехполюсника МОЖ-J но определить коэффициент передачи (усиления) усилителя К., коэф- фициент передачи в' обратном направлении /Собр. его входную и вы- из (1.3) >ходную проводимости. Так, в системе У-параметров K=-Y„(Y,,+Y^: Увх =: Yu + Yi2 К', '• /<Обр=^120^1+У,)-1; • вых == —г2 т '21 Лобр. Параметры транзисторов различны при различных способах их 'включения. Наибольшее распространение получил способ включения .транзистора, когда в качестве общего электрода используют эмиттер (исток). Принимая схему ОЭ за основную, можно выразить У-пара- метры транзистора при других способах его включения через У-пара- метры транзистора, включенного по схеме ОЭ. Так, при включении 1транзистора по схеме с общим кол- лектором (стоком), являющейся по- вторителем напряжения, • Уиок == 'ii' '^иок^ —(У^+^и)'. . '210К = —— ('21 Ч- Уц)'> • ^220К = У II + ^12 + У U + Ytf (1.4) 30 03 Рис. 1.8 (1.5) В схеме повторителя тока, когда общим электродом является база ((затвор), параметры транзистора выражаются как ^1Юб == У 11 + ^12 + УП + ^22? 1206 == — ('а 4" 'и)? ^2106 == —'('21 + '22)5 '2206 == ^22* i Для биполярных транзисторов проводимости Уц, Уаа и У^а удоб- •но представлять в виде комбинации активной и реактивной (емкостной) •составляющих! YII = gii (ю) + /^Сц (t0)'. ' ^22 = gw (®) + /"G^ (a); (1.6) ^12 == gl2 (®) + /®Cl2 (®) W /'«Aa ((и). Проводимость Уз1, представляющую собой крутизну характерис- тики транзистора, выражают через ее модуль \Y^\ и фазу (ру„. ' Для того чтобы выразить найденные У-параметры через физичес- кие параметры транзистора, используют физические эквивалентные схемы. Для биполярных транзисторов, включенных по схеме ОЭ, ши- рокое распространение получила эквивалентная схема, представленная 'на рис. 1.8. Определяя по методу четырехполюсника У-параметры для эквива- лентной схемы с учетом выражений (1.6), получают gn (со) = (g„ - v2^-1) (I + v2), (1.7) 17 где v = ют; т == Со-э^б (1 + g6-s/'6)~1 — постоянная зистора; gu— входная проводимость gn (со) при со - тивление базы. Входная емкость на частоте ю времени тран, • 0; го - ^"Ро.п, Если в справочных данных отсутствуют необходимые значения низ- :очастотных параметров, то их можно определить графически с по- ющью статических вольт-амперных характеристик методом прира- щений. Так, для биполярных транзисторов с помощью семейства ходных и выходных характеристик ^б1 -g„)(l +v2)-1. Модуль крутизны и ее фаза '^^^(^тт^г <РУ„ = —arctg v, (1.8: (1,9: _ Л/б -. _ А/к [ Д^/бэ Укэ° aonst ' Аубэ \0^ „ _ Л/в Д^НЭ Ugg=20nst W ^21 — крутизна характеристики транзистора при <о == 0. Составляющие проводимостей У^ и УЗ! [см. (1.6)1 ew - 0, приведенные выраже^ ния параметров транзистора могут быть рассчитаны по упрощенны»?; формулам ь'( gii (o))=gn; Cn((o)=T(/-g-1 —gn); l^i 1=^i; g-12 (Ю) = g,2; C„(o))=C6-K(l+g2i^). (1.13^x (Pi ве U, Рис. l.S Параметры g^, gn и gai называюч низкочастотными параметрами, а пара-гр метры т, /-б, Сц — высокочастотными, гр Для полевых транзисторов, включенных по схеме с общим истоки ком (ОИ), применяют эквивалентную схему, приведенную на рис. 1.9яу Для этой схемы, пренебрегая частотной зависимостью параметров^!' можно найти gn (со) = 0; Сц (со) = Си == Сз„ + С^; g^ (со) = gas ^п = gc^ С^ {Ш) == Сзс + Ссц; 1^211 = ^21; gli (") = 0; Ci2 (to) == Сзс/ t Параметры ggi и gen — низкочастотные, Сзс, Сзи и Сея — высокосч частотные, зь Как для биполярных, так и для полевых транзисторов низкочасдс тотные параметры можно определить либо по справочным данным, лн'пс бо по их статическим характеристикам. В справочных данных по бн'нс полярным транзисторам часто приводят низкочастотные //-параметрынс для схемы ОБ (/;б). Иногда параметр А„ дают для схемы ОЭ (/igis). I^c этом случае необходимые величины К-параметров вычисляют, исполь7т зуя известные (формулы пересчета [31: П( сд §11 = (1 —— /i2l6)Wc; g21 == /i2l6/in6; g22 = ^ггб + /ll2б/!21б/tГllб. 18 Необходимые при этом построения показаны на рис. 1.10. Пара- 1етр gn находят по входной характеристике (рис. 1.10, а), соответст- |ующей L/„s>0: gn== ,, =(/бl-/б2)/(Убl-^a)• s ^ <рутизну gsi вычисляют ю входной характеристи- ;е и семейству выходных характеристик (рис. 1,10,б): ,"21 == UKI —— /Н2)/ (^бЭ1—— - С/бэ2)- Параметр gga )ассчитывают по' выход- юй характеристике (рис. 1.10,б): g„ = (/,1 - - /K2V(t/K31- t/K32). Следует заметить, что эходная характеристика рис. 1.10;. в) должна соот- зетствовать напряжению ^э-5-10 В. Рис. 1.10 Частотные свойства гранзистора характеризуют граничной частотой переда- чи тока /т,"а которой мо- дуль коэффициента усиле- ния потоку в схеме ОЭ становится равным единице: ^213?== 1- Часто в :правочных данных частотные свойства определяют некоторой частотой F и 1/!д1э1 на этой частоте. Так ка'< в области высоких частот спад АЧХ считается равномерным, то /т -"^ l/^ial/- Иногда в справочниках ука- зывают граничную частоту усиления по току для схемы ОБ (/дмо). С постаточной степенью точности можно считать f^e == /т. Реже ис- пользуют предельную или максимальную частоту усиления по мощ- ности (/пред) -— частоту, на которой коэффициент усиления по мощ- ности равен единице и транзистор теряет усилительные свойства. Час- гота /"т связана с предельной частотой приближенным равенством: ^т w Злг-бСк^гел. Сопротивление базы г'б и емкость коллектора С» представляют собой элементы физической эквивалентной Т-образнон схемы. 19 Значение сопротивления rg можно рассчитать, зная произведет. ГбСк, т. е. постоянную времени цепи обратной связи. Значения ГбС' и емкости Сц приводят в справочниках. Тогда ^б^-, : 1 где ^ — коэффициент, учитывающий влияние технологии изготов^ ния. При этом , 1 — для сплавных транзисторов; i р_ 2 — для сплавно диффузионных транзисторов; ) 3 — для мезатранзисторов; 3—4— для планарных и мезапланарных транзисторов. : Постоянная времени транзистора т = g^r^ (2л/'т)~1. Значенк т можно определить также из частотной зависимости модуля крутизн! 1^2i I == gsi O^l + (сч'1)2)"1. На_ частоте (ug^i = т"1 крутизна х;, рактеристики уменьшается в 1/2 раз. Тогда т == Юда1!. Обычно параметры транзистора задают для типового режима. Учг тывая, что^ц, ggi, gaz и т изменяются прямо пропорционально коллег торному току, можно рассчитать эти параметры для любого режим- работы транзистора. Если параметры известны для тока /ni, то дл. тока /кг их значение можно найти из выражений ; ^112 = e^ll'^'Kl "' §222 == ёf221'K2'lаботу усилительного устройства, выполненного с применением ОУ, 'Зависит от схемы включения ОУ и ^гг внешних цепей. Входное дифференциальное со- ч11ротивление ОУ ^вх.д. находится в е^ределах от сотен мегаомов (для 'долевых транзисторов) до сотен ки- №оомов (для биполярных транзи- сторов). Выходное сопротивление '?,шх = 10-100 Ом. \/ ИМС ОУ чаще всего имеют три Рис. 1.11 каскада усиления. АЧХ и ФЧХ .зависят от частотных свойств от- цдельных каскадов ОУ. Суммарные частотная и фазовая характери- :тики ОУ в виде диаграммы Боде представлены на рис. 1.11. Для того чтобы обеспечить устойчивость ОУ в широком диапазоне 1 Частот, необходимо корректировать его частотную и фазовую харак- теристики. Для коррекции используются Д?С-цепи. Если выбрать па- раметры корректирующих цепей так, чтобы суммарная частотная ха- рактеристика со скоростью спада 20 дБ/дек проходила через частоту „единичного усиления /т, то усилитель оказывается оптимально скор- ректированным. АЧХ и ФЧХ такого усилителя показаны на „урис. 1.11 пунктиром. Расчет корректирующих цепей достаточно сло- ,-^кен [51. Для каждого конкретного типа ОУ рекомендуют определен- ный набор корректирующих /?С-цепей, подключаемых к специально ^выведенным точкам ИМС. Номиналы элементов корректирующих це- " пей указывают ориентировочно в ТУ и справочных данных на серию ["микросхем. 311 § 1.4. ШУМОВЫЕ СВОЙСТВА ыг АКТИВНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ И ТРАНЗИСТОРОВ i6 Шумы в усилителях определяются в основном шумами активных азсопротивлений и УП. Наличие собственных источников шумов у ак- ^тивных сопротивлений и транзисторов ограничивает возможность уси- ления малых уровней сигналов. 21 Источники шумов характеризуются соответствующими спектрал» ными плотностями, являющимися основными параметрами для радо чета общего уровня шумов усилительного канала, ч} Выражения для спектральных плотностей по напряжению и Toxsa шумов активного сопротивления (рис. 1.12) имеют вид ы p^^L^WR, (l.l| ^^a^(o=4feГG, (1.1^ где ди^ (0, д^ (t} — дифференциалы от среднеквадратичных напрд жений и токов шумов как случайных функций времени t, действуй: щих в, полосе пропускания (9/; k == 1,38 • 10~23 Дж - К"1 — посте янная Больцмаяа; Т — абсолютная температура; R = С"1. Следует отметить, что располагая данными шумовой эквивалент- ной схемы, нетрудно определить шумовые параметры транзистора как шумящего четырехполюсника. Любой шумящий четырехполюсник ;арактеризуется эквивалентеными шумовыми источниками, включен- ными на его входе (рис. 1.13). Один из них — источник напряжения IVMOB «ш (t), другой — источник тока шумов 1щ (0. Являясь слу- чайными функциями времени, они корреляционно связаны между co- lon. Их нормированные спектральные плотности представляют в виде тювого сопротивления /?ш, шумовой проводимости Ош и взаимной лектральной плотности /<ш. При этом предполагают, что нормирова- ло выполнено также путем деления спектральных плотностей на ве- u'ui(t)-RtUts,———————————, Рис. 1.14 Рис. 1.15 Рис. 1.12 Рис. 1.13 ° Г( Нормированная спектральная плотность равна спектральной плот ности, рассчитанной по формулам (1.16), (1.17) и деленной на 4kT, т. t0, значению сопротивления R или проводимости G. Определение спектральной плотности шумов в транзисторах зна чительно сложнее. Причиной этому является большое количество ис точников шумов, расположен ных в различных частях их внутренне! струхзгуры- , Первичными параметрами для анализа и расчета общего уровш шумов схемы могут быть ка.к спектральные плотности источников шу мов эквивалентных схем транзисторов, так и спектральные плотност» эквивалентных источников шумов транзисторов, представленных 1 виде шумящих четырехполюсников, Д1 Оба метода описания шумов с принципиальной точки зрения рав неценны. При использовании метода эквивалентных схем спектраль5^ нь№ плотности их источников шумов вычисляют на основании данный физических констант и электрических параметров транзисторов, нФ при этом необходим их пересчет к полюсам транзистора или на учас ток схемы, где рассчитывается общий уровень шумов. Такая процедур' усложняется в связи с использованием громоздких формул пересчета Особенно это относится к случаю расчета шумов микросхем. Метод шумящего четырехполюсника более прост. При этом шумо вые параметры рассчитывают через физические шумовые эквивалент ные схемы или измеряют. Данные, полученные путем измерений, ока" зываются точнее расчетных. 22 •ичину МгТ. Эти параметры полностью характеризуют с количествен- ой стороны шумовые свойства четырехполюсника и потому являются го шумовыми параметрами. На практике любая схема состоит из со- окупности определенным образом соединенных между собой четырех- олюсников и двухполюсников (транзисторов и L CR -элементов), пред- тавляя собой в целом более общий (суммарный) четырехполюсник зис. 1.14). Так как спектральные плотности отдельных элементов не ,оррелированы между собой, то нормированные спектральные плот- ности суммарного четырехполюсника (R^s, G^s-s, Km-ss) представ- яют собой суммы соответствующих спектральных плотностей отдель- ых элементов (/?ш^, Сш^, /Сщф): I ^==П ф==:Г! 'ф=П , RmSZ= ^ Rm^ ^22=^ ^ Сш^ф; ^CSiSZ = ^ ^ш^, (1.18) <>=1 Ф=1 ф-1 де п — число шумящих элементов схемы. i Таким образом, с учетом (1.18) задача сводится к пересчету на вход ,хемы спектральных плотностей парно коррелированных источников сдельных ее элементов (^ш^ч?, Guizi'i ^ш^). Такой пересчет (см. :филожение II) для пары коррелированных источников имеет вид (1.19) ^ni?4)==/(i'u^ Рщ^-}-К^Ч ,),G,n^,+2Re К*и'и^, Kn'i^K'm^', "mSili == Kf'uTf Rns^> 4- Kb /ф Сшф + 2Re Kt'u-^ K.t' rf Km-^', -/<"ш2ф = Ki- иф Ki • ыф R^ + K*u' iifc Kt • <ф Ошф + ) 4- Ла'дт|; KI'I\^ /Cinji + ^i'u4' K^' i'l' ^ш'1'» ^де Ku'ti^ — коэффициент передачи между эквивалентным внешним тсточником напряжения шумов и'ш (t) и источником напряжения воу- 23 мов о,ц^ (<) внутреннего ^-го четырехполюсника; Ki'u^— коэфф; циент передачи между внешним источником тока шумов и внутренщ 'ф-м источником напряжения шумов. Аналогичные определения можно дать и остальным коэффицие там передачи. Выражения (1.19) пригодны также и для шумящего дву полюсника. Если шумы двухполюсника представлены через нормир ванную спектральную плотность напряжения R^, то в (1.19) R^, == R aiii', Сшф = 0; /Сшч; == 0. Если же шумовые свойства предста, лены в виде Сщ, то Сф = Сш^-; Rmt == 0; /<ш^ == 0. ^г^^———""""^ 0—1— t-. ^uc. 1.16 Общий уровень шумов, приведенный к э. д. с. источника си.гна/ (рис. 1.15), находят из выражения uS, (t) = J ^ df = 4kT j' (Re Z„ + 7?^ + бщ^ I ZJ2 + n b i +2ReK^Z,)df. (1.21 При определении общего уровня шумов на любом другом учасп цепи необходимо подынтегральное выражение (1.20) умножить t квадрат модуля коэффициента передачи |/<|, связывающего э. д. ' сигнала с заданным участком схемы: u^(t)=4kT^ K^F^df. (\?. о Интегралы (1.20), (1.21) вычисляют известными приближенным методами с учетом аппроксимаций, а также графически. Для использования приведенных выражений нужно располагал данными о спектральных плотностях источников шумов и соответс' вующих коэффициентах передачи. Как отмечалось, величины спек' ральных плотностей источников шумов пассивных двухполюснике вычисляют по (1.16) и (1.17). Шумовые параметры—спектральнь плотности транзисторов и ИМС как четырехполюсников определяю по шумовым эквивалентным схемам или путем измерений на ocnof выражения (1.20) при различных граничных условиях: Re, = 0; Rc'- == 00; Ze = Zopf Такие данные для некоторых типов транзисторов микросхем приведены в приложении I. Приближенные зависимости шумовых параметров одной из ра' пространенных шумовых схем транзистора (рис. 1.16), рассматривал мой как шумящий четырехполюсник без учета внутренней обратно 24 вязи, а также действия фликершумов, имеют вид ^ш=Гб+ 0,02/бГб +0,02/„g2-r; l (?ш = 0,02/с + 0,02/,^2-12; (1.22) К^ = 0,02/бГе + 0,02/„g„g2-i2. J •де /к, ^б — постоянные составляющие токов коллектора и базы; мА; ,^ — крутизна характеристики транзистора на низких частотах. Как известно, учет фликершумов связан с большими трудностями. Чоэтому при необходимости их можно учесть приближенно, заменяя 'б и /к на /б и /к согласно равенствам /б == /б (1 + 5 • 102/-1); /к - /к (1 + 5 • 102/-1), (1.23) де / ^ 10 Гц. Шумовую эквивалентную схему полевого транзистора можно по- 1у'чить из схемы рис. 1.16 путем исключения г^. Считая, что основным [сточником шума является диффузионный шум канала, представляе- 1ый в виде генератора шумового тока с нормированной плотностью ^ш.си = 0,75gai и Ка == 0, получим Рш -= 0,75g2-i1; Сш == R^C^\ Кш - Rm]^, (1.24) •де Сзи — емкость между затвором и истоком. Формулы (1.22)—^(1.24) удобны для использования при приближе- [ых расчетах уровней шумов УП. ' ГЛАВА 2 УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ТРАНЗИСТОРАХ § 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ J Современная электроника предъявляет высокие требования к ка- ественным показателям усилительных устройств. Несмотря на су- ществующее многообразие типов ИМС, рассматриваемых как актив- 1ые усилительные элементы, использование транзисторов во многих ;лучаях практики является более предпочтительным. Так, например, ЛМС не всегда могут выдержать конкуренцию в вопросах обеспечения юлыцих выходных уровней сигнала, малых уровней внутренних шу- лов, заданных верхних граничных частот, в ряде случаев гибкости юлучения конфигурации схем с различными качественными показате- лями и др. Проектирование усилительных устройств на транзисторах дискретных элементах) является основой схемотехнического синтеза микросхем. Кроме того, сочетание при проектировании, тех и других 'силительных элементов может привести к более изящным техничес- ким решениям, удовлетворяющим поставленным техническим задачам. (Зким образом, проектирование усилителей на транзисторах является основой для успешного проектирования современных усилительных з' аналоговых устройств. 25 Процесс проектирования усилительных устройств может быть ловно разделен на следующие основные этапы: 1) составление эс; ного варианта принципиальной схемы; 2) выбор режимов работы i кадов на постоянном токе; 3) оценочный расчет основных парамет схемы и сопоставление их с требуемыми по техническому задан 4) первоначальная корректировка схемы и расчет ее параметров ЭВМ с использованием универсальных программ автоматизирОЕ ного анализа цепей, а также полных эквивалентных схем ее эле\ тов; 5) окончательная корректировка схемы с уточнением техноло изготовления. Следует отметить, что в настоящее время имеется тенденция о( динения этапов проектирования электрической схемы с конструю ско-технологичеекими этапами. Основными звеньями, свойства которых приходится учитывать ! эскизном проектировании УП и составлении принципиальной схе являются его одиночные каскады. Знание разработчиком свойств э каскадов — первоочередное условие грамотного составления им пр ципиальной схемы. Важным вопросом, возникающим при проекта вании многокаскадных усилителей, является вопрос о взаимном вл нии соседних каскадов и звеньев усилителя друг на друга. Учет эт влияния осуществляют на основании вычисления и сопоставле! входных и выходных сопротивлений соседних звеньев и каскадов. Г тому при расчете одиночных каскадов следует определять не тол их усилительные свойства, но и величины входных и выходных соп тивлений. § 2.2. СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ И ИХ МДЛОСИГНАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ Исходным пунктом при проектировании одиночного каскада ляется выбор способа подключения в его схему УП. Существует ше способов подключения к трехполюсной схеме трехэлектродного i На практике используют только три. Эти способы иллюстрирую рис. 2.1 и 2.2, на которых изображены эквивалентные схемы каска. на переменном токе. Рис. 2.1 соответствует каскадам на биполярн! а рис.. 2.2 — каскадам на полевых транзисторах. На рис. 2.1 и 2.2 мечены принятые в теории четырехполюсников условно положите ные направления токов и напряжений /^ /3, t/i, U^, а также фак ческие направлекия токов и напряжений /вх, /вых> t/вх) ^вых нсех схемах один электрод УП является общим для входных 1— выходных 2—J? зажимов, поэтому схему на рис. 2.1, а—в называют с мами ОЭ, ОК и ОБ соответственно, а схемы на рис. 2.2, а—в — с мами ОИ, ОС и 03 соответственно. На основании сопоставления свойств перечисленных схем негру; сформулировать ряд рекомендаций по их использованию. Наибольшее усиление по мощности обеспечивает включение '• по схеме ОЭ или ОИ. Это включение УП считают основным. При новной схеме включения в каскаде имеют место не только нэиболы усиление по мощности, но и, как правило, существенные усиления 26 3 эку и напряжению, приближающиеся к максимально достижимым. ^[оэтому использовать схемы рис. 2.1, а и 2.2, а следует в первую Кдередь, когда при минимальном числе транзисторов требуется полу- %Tb в каскаде наибольшее усиление. it В ряде случаев получение наибольшего усиления не является глав- в ой задачей. В связи с этим часто в усилителях применяют и другие 'воображенные на рис. 2.1 и 2.2 схемы включения УП, которые поря- -My параметров и свойств превосходят основную схему включения. or . . ^вых В схемах ОК (рис. 2.1, б) и ОС (рис. 2.2, б) коэффициент передачи - Спряжения близок к единице, в результате чего выходной сигнал по дичине и фазе повторяет входной (Овы-а = ^вх)- Поэтому эти кас- ^ды называют повторителями н апряжения (эмит- . ^рный повторитель—рис. 2.1,6, истоковый—рис. 2.2,6). Основ- ам достоинством этих каскадов является то, что они обладают малой сходной и большой выходной проводимостями. Вследствие этого ука- схнные каскады используют как согласующие и разделительные, обес- гчивающие без заметного ослабления передачу э. д. с. сигнала от вы- ^-джоомных источников к низкоомным цепям и каскадам. Частому при- гнению повторителей в составе многокаскадных схем во многом спо- ^дбствует и то, что в них повторители сигнала могут быть реализованы i (помощью одного транзистора без ввода каких-либо дополнительных ,;д1ементов. При этом функции вспомогательных элементов в схеме пов- я >рителя выполняют элементы соседних с повторителем каскадов. 27 Повторители напряжения рекомендуют также использовать дл работы на протяженные цепи при воздействии паразитных переменно полей. В случае работы таких цепей от повторителя они оказывают по отношению к наводимым паразитным полям зашунтированныц большой выходной проводимостью повторителя, в результате че) влияние паразитных полей ослабляется. В схемах ОБ (рис. 2.1, б) и 03 (рис. 2.2, в) выходной ток примере равен входному, поэтому эти схемы называют повторителям тока. Повторители тока обладают большой входной проводимосты отсутствием усиления потоку и пониженным по сравнению с основш схемой (ОЭ, ОИ), усилением по мощности. Все это ограничивает о| ласть возможного использования указанных схем. Повторители TO! 2 2 , а) 5) ' в). Рис. 2.3 применяют при усилении сигналов на частотах выше 10 МГц там, г; становятся заметными величины проводимостей паразитных емкосте обусловливающих паразитные обратные связи. Часто УП умышленно или помимо желания разработчика окаа вается включенным в схеме каскада таким образом, что все его три з жима оказываются под переменным потенциалом, как это показа! на рис. 2.3, а—б. Эти включения можно рассматривать как разнови ности соответствующих включений рис. 2.1 и 2.2 и отличающихся i последних наличием сопротивления Z. Включение в каскад сопроти! ления Z вызывает появление в нем отрицательной обратной связи. О ратная связь повышает входное и выходное сопротивления каскад устойчивость его параметров по отношению к воздействию дестабил зирующих факторов, но при этом понижает коэффициент усилен! каскада по напряжению. Таким образом; включение в каскад сопротивления Z может бы' рекомендовано в тех случаях, когда ценой снижения усиления ка када требуется повысить его входное сопротивление, а также ст бильность и определенность его режимов работы и его коэффицие .усиления по напряжению. Следует отметить, что сопротивление Z пра тически не влияет на коэффициенты усиления каскада по мощности току. Приведем расчетные соотношения для представленных на рис. 2. 2.2 и 2.3 каскадов. В дальнейшем параметры, отвечающие основн' схеме включения, будем в соответствии с рис. 2.1, а, 2.2, а и 2.3, а о мечать индексом а, параметры повторителей напряжения (рис. 2.1, 2.2, б и 2.3, б) — индексом Ь, а повторителей тока (рис. 2.1, в, 2.2 и 2.3, д) — индексом с. 28 Сопротивление обратной связи Z обычно рассматривают как часть П. При этом соответствующие параметры отмечают индексом /. На- ример, параметр У^ у является входной проводимостью каскада ис. 2.3, б. В общем виде У-параметры такого прибора имеют вид Ущ=(Уц+Аг)Р-1-; yiy=(y^-AZ)F-1; Y,,f=(Y„-&Z)F-1; Y,^(Y„+&Z)F-\ у А = У„У^ - Y^Y^ F=l+ (Y„ + Y„ + У„ + VJZ. Для различных схем включения Д„=Д;,=А„=Д; Fa = 1 + (У на + Y,,a + Y^ + У ^) Z w 1 + УЯ„ Z; .22) РЬ-^+Y^Z: ^c-l+yu„.z. В дальнейшем индекс а у параметров основной схемы включения удем опускать. В транзисторных усилительных приборах |Уц + Y' ^ + Y^ + -.^22!^ |Уп1 > 1^22!. следовательно, включение сопротивления Z аиболее заметно отражается на свойствах УП при основной схеме ключения. В схемах повторителя напряжения обычно \Y^Z\ < 1 и, ледовательно, включение Z в каскад практически не отражается на го свойствах и F,, w I. Коэффициенты усиления каскадов по напряжению К. = U^/Ui при гсутствии сопротивления Z определяются следующими соотноше- иями: - . ij v _ —У 21 v 7' i А —— —————————— == —— л 91 "н =ж, ^2+^Н К == (yll+y2t) ^нэк ^ Y2i zн ЭК (2_3) ь -!+ (У и +Y„+Y^Z,^ 1+У„ Z^„ 5 "С = ('21 1 '22/ —В эк ^ '21 "н эк» де ^нэк = (^22 + Уц)~1 — эквивалентное сопротивление нагрузки, ключающее выходную проводимость УП. _ Входную проводимость каскадов при отсутсчвии сопротивлений • в каскаде представляют в виде YBS == УЦ + ^12 К', ^ Y^b=Y^+Y^f r I (^12 + Y^)Kc I- Следовательно, в схемах 2,1, в и 2.2, в входная 29 проводимость каскада в небольшой степени зависит от свойства ходной цепи, что является признаком малого влияния паразит) внутрикаскадной обратной связи. Это является достоинством с: повторителей тока, обусловливающим их частое использование i усилении сигналов повышенной частоты. Определим выходную проводимость каскадов. Рассмотрим два с чая: сопротивление источника сигнала Zc пренебрежимо мало (Zc= 2) сопротивление источника сигнала имеет заметную велич! (^с ^ о). Для Zc = 0 . . V — V • \ 1 вых — ' -22> ^ВЫХ Ъ = У 11 + Y-21 ~\~ У 14 + ^22 ^ ^21"> } ^ У—У • вых е — ' 23- . J Для Z^O ' V —— V —— ^22+А^с ^ •V . 1 ВЫХ — ' 22с/ — , „——~—— ~ ' 22> ' + ) 11 ^С ' V ,-^ ^11+^21+^12+^22 ^ У Л {Г, яых /? ^^ —————————————————— '/^' ——————— i \ i+^nZc i+^игс V > _ V — ^аа J иых с — ' 22/ ~ ————— • ' ~^i л •'-с Найдем параметры каскадов при наличии в схеме сопротивлег '?t , ; К^ -Yflf ^ к . y^f+Y» \+Y„Z' Кь^К„= (y7гl+yll)zнэк ^ У^.'^ . i+(^i+y-u)2^ 1+^г^- (2 К ^-Zll ^ ^Г^эк с/ ^ 1+^пг' В области относительно невысоких' частот, когда v^0,l—0 У-параметры УП имеют вещественный характер. При этом ^п = gn: ^21 = gn; Yi2 w 0; У„ = ^,3; g„ « g^, (2 /•' w 1 + g^i^; ^ = 1 -r g^Z w 1; f,wl+ guZ, Kf=K/F; f\t,f ^ / < » 2ie /и— постоянная составляющая тока коллектора; т— параметр, еличина которого лежит в пределах 1—2 при /ц <: 0,05/ „щах и 2—5 ри /к ^ 0,05/щцах, где /к шах — паспортное значение максимально опустимого тока коллектора. Для полевого транзистора ______ ёп = 0; g„ w V2I, g„ ^ ; g,, < 5 • 10-4 См, (2.13) ie /с— постоянная составляющая тока стока; gaimax—значение gai ри Us» = 0. , Пример 2.1. Рассчитать основные параметры усилительного каскада на би- олярном транзисторе для всех изображенных на рис. 2.3 способов его включения каскад. Дано: 2ц = 500 Ом; Z == 100 Ом; Zc "° 103; v < 1 Транзистор имеет = 1,5; /igia =' 25; g^ == Ю~* См наработает при коллекторном токе /„ •= i мА. Решение. По формулам (2.12) найдем ^-параметры транзистора: Ю-з ю-з 1 р,, = ————————— ж Ю-3 См; в.» =————— » 25- Ю-3 См. J Е" 0,026,1,5.25 ' °21 0,026.1,5 РИ g22« 1/2нг„'^^гн=5000м. По формулам (2.9) определим коэффициент усиления каскада по напря- ению: -25-10-Э.500 Ki == ——————————— «—3,5; / 1+25- Ю-з. 100 К=— 25•10-3•500==—12,5; 25. Ю-3.500 ^/-^^^^.Ю-з^ОО"0'935 . 25.10^-500 Лс/ == ——————————— гаг 11,4; ' l+lO-^lOO ' Ke= 25.10-э.500= 12,5. 31 По формулам (2.10) вычиалим входные проводимости: :0.28-10-3 См; Ю-3 gBaf=- 1+25-Ю-3-100 бвх » 8и = Ю-3 См; •О,07-Ю-з См,' Ю-3 бвх Ь/ SB ^вхЬ 4- 25. Ю-3.500 25. Ю-3 их с/ I + Ю-3.100 евх^йа^Зб-Ю-3 См. Рассчитаем коэффициент усиления каскада по току при g^ g.^, определим ^з ' . gat RH эк 8sl Rz ; Яе » gat Rs- Кь=- l+gai^HSK l+2g2l^a' При этом коэффициент передачи (2.18) ' 1+2g,x/?, Аналогично с помощью соотношений (2.9) и (2.10) находим (2.19) Приведенные соотношения соответствуют описанию свойств тря зисторов методом четырехполюсника. Известно, что такое описз ' приемлемо только для малых величин сигналов. Сигнал считается i 32 "РИ griRg » 1 2 Зап. 72Г Ki =• g^^; ^ ° - gal/? ^2; т. е. /Ci ° - .^. При-подстаневке (2.18), (2.19) в (2.17) окончательно получаем л/; gli ^2^3 „ йувых- 1+2g,^ l/B» gal Ra( 14- gal ^2) .. - 1+2g^„ "2- (2,20) При ^21 ^2 » 1 § 2.3. ВЫБОР И СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМОВ РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ КАСКАДОВ Режим работы каскада на постоянном токе определяется исход- ным положением рабочей точки активного элемента. Это положение задается в биполярном транзисторе током коллектора /д и напряжением коллектор—эмиттер L/кэ- В полевом транзисторе положение исходной рабочей точки характеризуется током стока /д и напряжением сток— исток ^L/ca- В усилителях слабых сигналов, т. е. когда ^ <^ 1 и i <^ 1, значение токов /к и /„ напряжений L/цэ и L/си выбирают, главным образом, для получения определенных усилительных параметров, обеспечения эко- номичного потребления энергии источника питания и стабильности ре- жима работы. При выборе токов /ц и /д следует иметь в виду, что их увеличение улучшает усилительные и частотные свойства транзисто- ра, но при этом оно вызывает рост входной, выходной и проходной проводимостей УП, а также энергопотребление каскада. Большие ве- личины /к и /с желательны с точки зрения уменьшения влияния де- стабилизирующих факторов. Следует выполнять условие /к > /ок^21э. где /он — неуправляемый ток перехода коллектор—база. Если к уси- лителю слабых сигналов не предъявляют каких-либо специальных требований, то нужно брать /ц == /с = 0,5—2 мА. Увеличение L/кэ и ^си улучшает частотные свойства каскада, так как при этом уменьшаются паразитные емкости /7-п-переходов транзис- тора и в первую очередь проходные емкости каскада Сц и Сзс. Но сле- дует иметь в виду, что при больших L/цц и L/си, приближающихся к предельно допустимым значениям ^кэшах и ^ситах. возрастает веро- ятность пробоя /?-/г-переходов. Малые величины напряжений [/„д и 1/ди также нежелательны, так как при этом транзистор теряет усили- тельные свойства, а его входная, выходная и проходная проводимости становятся большими. В связи с этим рекомендуют брать L/цэ == = t/еи > 2-5 В. В общем виде любой транзисторный каскад на постоянном токе можно представить в виде эквивалентной схемы рис. 2.5, а. На этой схеме Ro, 7?ц, /?э—полные сопротивления на постоянном токе цепи, внешней по отношению к базе, коллектору и эмиттеру; ?"6, Еу, Ед -^ эквивалентные источники э. д. с., подключенные в цепь базы, коллек- тора и эмиттера и определяемые напряжениями в точках /, 2, 3 при отключенном транзисторе. На рис. 2.5, б изображена аналогичная схе- ма каскада для случая, когда он собран на полевом транзисторе. Рас- смотренные эквивалентные схемы служат для расчета и анализа режи- мов работы на постоянном токе. Кроме того, эти схемы являются не- 84 ходными при составлении эквивалентных схем, учитывающих влияние на режим работы каскада дестабилизирующих факторов. При построе- нии нагрузочных характеристик следует иметь в виду,что эквивалент- ным источником питания Еаэ» в каскаде является источник напряже- нием Еа»к = ЕК — Ез (для рис. 2.5, б ^пэк == Ец — Ец), а нагрузкой на постоянном токе—резистор сопротивлением /?„ =/?„+/?, (для схемы рис. 2.5, б Ry == /?с + Rn)- Последнее вытекает из того, что обычно /I < /а, /I < /з, в результате чего /д < /з, а эквивалентная схема приобретает вид рис. 2.6. {Ш 'rh ' Г V .ff < >.(t 5) Рис. 2.5 Рис. 2.6 Пример 2.3. Представить а вид^ эквивалентной схемы вида рис. 2.3 каскад Гис 2.7. Построить нагрузочную характеристику каскада на постоянном токе Решение. Используя теорему об эквивалентном генераторе для учаот- коз схемы, подсоединенных к зажимах 1, 2 я 3 транзистора, считая, что сопротив- ление конденсаторов на постоянном токе велико, запишем -.3,7 к0м. /?i/?2 IS.IO^.IO3 ^Q = ————— — ———————— /?!+/?, RsR; =0,5 к0м; Rs+R, W+W /?э=/?,=1,5 к0м; /?5 W =10 В} р _ с "к—"в =20 RS+R'. R, 103+103 5-10- =20 •=5 В; 15. Ю^5'!"3 Ход нагрузочной характеристики и положение исходной рабочей точки (ИРТ на рис. 2.8) определяется точкой Еу д« =• Е^ — Ез •=• 10 В, а ее наклон- сопротивлением Рц =• RK + Ра =• 0,5-103 + 1,5.103 =• 2 кОм. При этом /о ° 5дэк//?о ° Ю^-103 "• 5 мА. Основными элементами, задающими в каскаде ток /д (/с) (см. рис, 2.5, а), являются источники Яб (Ез) и Еу (?„) и резисторы Кб (/?з) и ^э (^и). " Р^ссмагриваемом случае Цбо-Еу—Цбз •-/64 -/б= Р.э ' Еб—Еу- 2* где ,6, as /к^в ?а: 0'5 — 0,9?1д1э— коэффициент передачи транзистором тока базы; U со == EQ — /б/?б — потенциал базы транзистора. В полевом .транзисторе /с = (?3 — Ец + Uwa)fRa. Пример 2.4. Для схемы и условий примера 2.3 определить исходное положе- ние рабочей точки (/ц, Уцэ)> считая t/gg ° 0,7 В; В = 50. Решение. Согласно (2.21) 5—0—0,7 " Кэ+(Рз+Ро)/В 1,5.10Э+(1,5.103+3,7.103)/50 Уцэ=eпэн~/к^c=l()—2,7•10-з•2•108=4,6 В. Положение ИРТ отмечено на рис. 2.8. :2,7 мА; Рис. 2.7 1 ^ Е В 10 UKS,B Рис. 2.8 Пример 2.5. Для схемы рис. 2.9 определить исходное положение рабочей точки (/„, У„э), считая, что Нцз ° 0,7 В; В = 50, Re •= 0; ?c =• 0. Решение. Преобразуем схему рис. 2.9 в эквивалентную схему рис. 2.5: R(>- /?c° 0; /?„° R Ез= ?n= -6B. Согласно (2.21) 1 к0м, /?э ° /?, " 2 кОм, ?o =• 0; 10В; О—(—6)—0,7 =2,6 мЛ; 2.103+(2•103+0)/50 -(—6)= 16 В; /?u=103+2.103=3 к0м; э^б-^б.Ю-з.З.Юз^Й^В. Для повышения стабильности желательно иметь Ец—Е^ /о^б; ^—^> ^зи. (2.22) В этом, случае /ц и /д не зависят от свойств транзистора: / м w (Ее - E^IR„ /с w (E, - ?„)/?„. Для выполнения условий (2.22) нужно уменьшать величину соп- ротивления RQ, чему в ряде случаев препятствует снижение входной проводимости каскада. Поэтому обычно Rg > (2—3) gm. При выборе источников Е^ и Ед следует иметь в виду, что повыше- ние напряжения ?„, а также величины отрицательного напряжения с,э эквивалентно повышению напряжения питания, что является не- желательным как с точки зрения увеличения потребляемой мощности, так и роста вероятности выхода транзистора из строя из-за пробоя. 36 ' увеличение напряжения Ее нежелательно, так как это ведет к необхо- димости увеличения напряжений Ядэк и ?„- Поэтому считают, что в каскаде обеспечивается достаточная стабильность, если EQ—Еу^ . /I . 0\ П. п .,-- ^б—Ед-{- UQS ^ (1 —— О) D, KQ Sss ————-Г———— . К . . • . - Основным критерием приемлемости выбранных значений RQ, Ra, EQ и Еу является изменение исходного положения рабочей точки при предельных отклонениях температуры Д< транзистора от ее номиналь- ного значения. Изменения исходного положения рабочей точки представляют ве- личинами А/ц( и А/с;, характеризующими изменения токов/к и /д. Считают приемлемым • А/,<<0,<-0,2/„; А/с<<0,1-0,2/с. Рис. 2.9 Рис. 2.10 В биполярном транзисторе изменения А/(({ тока коллектора опре- деляются изменениями Л/дк неуправляемого тока в переходе коллек- тор—база, сдвигом AL/бэ входных характеристик транзистора и зави- симостью от температуры коэффициента передачи тока базы В. На рис. 2.10 приведена эквивалентная схема каскада, где влияние изме- нений температуры отображено эквивалентными генераторами токов и напряжения. При составлении эквивалентной схемы рис. 2.10, а учитывалось, что в каскаде рис. 2.5 зажимы а, Ь и в по отношению к изменениям напряжений, вызываемых изменениями постоянных то- ков, являются эквипотенциальными. В полевом транзисторе изменения Д/ct стока зависят от изменений &/оз неуправляемого тока в переходе затвор—исток, сдвига Д{/зи и изменений Ag^. Эквивалентная схема каскада на полевом транзисто- Ре для расчета А/с; приведена на рис. 2.10, б. Для генераторов токов и напряжений (рис. 2.10, а) можно исполь- зовать следующие отношения: А/он = /он (ех? а^ — I)! AL/дэ w ^ 2 . Ю-3 А<, где а=0,02 для германиевых транзисторов и я=0,06 Для кремниевых транзисторов. Значение АВ находят с помощью при- ^Димых в справочниках зависимостей коэффициента В от температу- Ры. В схеме рис. 2.10,б А/оз = /оз ( ехр аМ — 1); АС/эи Ag»=-7.7. lO^g^t. : 2 . Ю-8 М; 37 ^Основными расчетными формулами для А/ц; и Д/д; являются еле. дующие, соотношения: Д/„-/o„(expaД<-l)^V,4-2.10-ЗД^4-Д5/„Л/з/5; 1 ^23) Д/cf=7oз(expaA/-l)Л^4-2.10-ЗД^4-Дga^Лз/g2l. i Kt —'Он (•(^(^(^Р^—1)^!^ Для биполярного транзистора . ^^О+Й^/О+Й^+^Ц^^+Л^б; ^ = §21/0 4-g21 ^э + gll ^б) = (^1-1№ A^MiO+gn^/gu. Для полевого транзистора ^1 = g21 РЗ/( 1 + g21 ^и) = ^2 /?3; • i Mi=g21/(l+g21^); , ; ^3=l/(14-g21^)=A^/g21. Пример 2.в. Для схемы и условий примеров 2.3 и 2.4 определить А/к; при 4- 30°С. Кремниевый транзистор (а •= 0,06) имеет /он •'••"« • 1,3 В =• 1,3.50=' 65; (2.24) (2.25) д< ДЙ/В = 0,3; ст •= 1,5. Решение. По формулам (2.12) найдем параметры транзистора; ga° 2,6. Ю-^/б^б-1,5=67. Ю-з См; 0,1-Ю-6 А; Sil °- g^^i» • В соответствии с (2.24) и (2.23) 67-Ю-3^^ Ю-3 См. 67.10-8.3,7.103 14-67.10-3.1,5.103 4-Ю-3-3,7-Ю3 Л^=(Л?1— I)/RQ= (3,3—1)/3,7. Юз =0,6. Ю-3 См; 0,6.10-3(1 Ч- Ю-а-З^.Юа) -. 42,10-8; 67.10-3 &/„< =0,1.10-е (ехр 0,06.30—1)3,3+2.10-3.30.0,6.10-84- +0,3.2,7.10-3,42.10-3 як 0,06.10-э А; Д/н,//ц =0,06.10-3/2.7. Ю-з» 0,02. Следует отметить, что величины Д/щ и Д /д; можно снизить за счет введения в усилитель дополнительной цепи ООС. Эта обратная связь должна действовать на постоянном токе и охватывать рассматривае- мый каскад. Уменьшение влияния Д^/сэ и AL/зи можно достигнуть включением в цепи базы и затвора дополнительного компенсирующего диода.. Методика построения и проектирования схем с компенсацией изложена в [9]. § 2.4. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА Основные трудности, возникающие при проектировании усилите- лей постоянного тока, связаны с ослаблением дрейфа нуля. Это при- водит к. применению специальных схемных построений. Их анализ оп- ределил общее направление в проектировании такого рода устройств) 38 связанное с широким использованием в них дифференциальных уси- лителей (ДУ), а также таких специфических схем для этйго класса усилителей, как генераторы стабильного тока (ГСТ), генераторы ста- бильного напряжения (ГСН), схемы сдвига уровня (ССУ). Дифференциальный усилитель — это усилитель с двумя входами, относительно которых коэффициенты передачи рав- ны по величине и противоположны по знаку. ДУ, у которого указан- ные условия точно выполняются, называют идеальным. Один из вхо- дов ДУ называют я е и н в е р т и р у ю щ и м, другой —'инвер- тирующим. Усиление сигнала, поступающего на неинвертирую- щий вход, происходит без изменения знака. Усиление сигнала, подан- ного на инвертирующий вход, происходит с изменением (инверсией) Г'« "J^ Рис. 2.11 Рис. 2.12, знака на противоположный. Параметры, характеризующие ДУ по не- инвертирующему входу, обозначим индексом «4-», по инвертирующе- му—«—». Согласно обобщенной схеме (рис. 2.11) ЛУ.ых = 1^+1^вх+ - 1К-|У„х- (2.26) Во входном сигнале ДУ различают дифференциальную [/д и син- фазную U о составляющие: ^д == ^вх + - ^вх -; ^с = 0,5 (U„ + 4- U„ .}. (2.27) Для характеристики передаточных свойств ДУ вводят следующие параметры: К+, К- — коэффициенты передачи усилителя по инвер- тирующему и неинвертирующему входам; /<д — коэффициент переда- чи дифференциальной составляющей сигнала; Ко — коэффициент передачи синфазной составляющей сигнала; (-ice — коэффициент отно- Еительного ослабления синфазной составляющей. Таким образом, V \к+\ +\к ^д 2 A'c- !/<+!- -|/<-|==Д/С; к^ 1 IK+14-1 К-\ ^сс- Кс 3 !.'<+!-! К-\ К+ I 4- 1 К- | . \ . , . —" » (2.28) K+i-i/C-'.r В идеальном ДУ 1/С+1 == \К-\, следовательно, Ко =± 0. В реаль- чых усилителях- \К+\^ \К-\,Кс ^ 0. ,:.:..;. 39 Расчет ДУ. Простейший ДУ изображен на рис. 2.12. Согласно (2.18)—(2.20) и (2.28) при^/^з > 1 и идентичных по параметрам тран- зисторах 7\ и Гд К л = 0,5^^нэк; /<с = -^нэи/2^2, (2.29) ГДе 1/^н эк = I/ (^н + g22) » ^н. Выбор транзисторов для работы в ДУ, в первую очередь, следует производить исходя из необходимости обеспечения идентичности их параметров. Рекомендуют использовать специально выпускаемые для работы в ДУ транзисторные пары, например такие, как 1НТ591, а при их отсутствии — транзисторы, входящие в состав микросборок. Рис. 2.13 Рис. 2.14 По постоянному току и при воздействии на каскад синфазного сигнала L/c потенциалы коллекторов в плечах каскада одинаковы. В результате на эквивалентной схеме транзисторы 7\ и 1\ можно изо- бразить включенными параллельно (рис. 2.13) или объединить в один эквивалентный транзистор Т' (рис. 2.14). При таком представлении ДУ его анализ сводится к рассмотрению типовых обобщенных схем рис. 2.5 и 2.10 при следующем значении параметров: R(j=Rc> ^к^^н/2; Rg==R^ Е^=Ец; Ueo=Uc, •^К^^П» ^•s = L'^' ^ПЭК^"!!——^п! АО = Лц/~ ~'t~''21 1„ = 2/ц; /б = 2/б; gl'l = 2^ii; g21 = 2gai; ^22 = 2g22, где g' — параметры транзистора Г'; /к, /б—его коллекторный и базо- вый токи. Будем считать, что En, Е'п, /„, Ее и /?с заданы. Необходимо оп- ределить сопротивление резистора R^ ход нагрузочной прямой при постоянном токе, положение ИРТ, температурные изменения А/ц( коллекторного тока. Согласно (2.21), рис. 2.14 и с учетом полученных параметров для схемы рис. 2.5 имеем ?c-^—l/6a—/K/?6/5 (2.30) 2/« (1+1/5) где L/бэ == 0,6—0,8 В для кремниевых транзисторов и t/еэ = 0,1— —0,2 В для германиевых. — 40 Нагрузочная прямая транзистора Т' проходит через точки/о Ин/2 +^2 Г, и /;пэк = •Ёп — Ус—^бэ (Р^- 2.15, и), а транзисторов Гц ^—^/с-^бэ /?н Еп эк точки /п и ?n,„ =?n - t/n - Ut и /г— через точки /о = -—гт——- и ^пэк =Сп — ^с — ^ба н ; (рис. 2.15, б). Положение ИРТ по оси координат определяется /н = == 2/ц (рис. 2.15, а) и /к (рис. 2.15, б), а по оси абсцисс — точкой пе- ресечения нагрузочной прямой с линией, проходящей параллельно оси напряжений через /к (рис. 2.15, а) или /к (рис. 2.15, б). Рис. 2.15 Расчет Д/кг осуществим по (2.23) при (2.31) g2l Недостатком простейшей схемы ДУ (см. рис. 2.12) является то, что в ней трудно получить малую величину /<д. Согласно (2.29) для снижения Кс требуется увеличивать сопротивление резистора Д?з- Та- кое увеличение вызывает нежелательное снижение коллекторных то- ков, ведущее к потере транзисторами усилительных свойств. Поэтому вместо резистора R^ включают ГСТ, практически исключающий ука- занный недостаток. ДУ с ГСТ. На рис. 2.16 изображена схема ДУ с ГСТ, обладающая по сравнению с рассмотренной ранее меньшими значениями /(с. ГСГ на транзисторе Ту является высокоомной по выходу цепью. Включение такой цепи в эмиттеры транзисторов ДУ эквивалентно увеличению сопротивления резистора /?з> ITO и является, согласно (2.29), причиной пониженного Кс- На рис. 2.17, а приведена схема ГСТ. Ее можно прс- 41 образовать в эквивалентную схему рис. 2.5, а: • : Re == RsR^KRs + Ri); Ри == 0; /?, = /?i; (En —En) Rs +?n; E^=U,-U^\ ?„=?;; /?з+^ ^аэк == "с — "бэ — ^п! Ло = Rl'i '0 =: Ецщ/Рц. Вследствие такого преобразо- вания ГСТ можно анализировать с помощью методики, данной для обобщенной схемы рис. 2.5. Расчет элементов схемы прово- дят в такой последовательности. Задаем падение напряжения на резисторе Ri URI = 1 — 5 В. Боль- шие значения Un\ обеспечивают лучшую стабильность работы ГСТ, меньшие позволяют работать при небольших э. д. с. источника Е'п. \Е'^ Сопротивление Ri = Уд1/2/ц, где Л^3 2/н—ток на выходе ГСТ. Ток базы транзистора Ту /о = = 2/„/В.. Рис. 2.16 Задаваясь током базового делителя /дед == Ю—ЗО/о, находят -V. R1 бэ . Rl /б+/дел ^=(^>+^)//дел. (2.32) При больших значениях тока /дед ГСТ имеет лучшие свойства, но при этом происходит большой расход энергии источников питания. Минимальное значение напряжения U и — ^бэ — ?'S кз т\п с min где UQ „in — минимальное значение синфазного сигнала. о———| что осуществляют с помощью схемы сдвига уровня. Типовая схема (рис. 2.20) состоит из делителя напряжения, верхним плечом которого является резистор /?2, а нижним — ГСТ (транзистор Т^. С помощью тока, создаваемого ГСТ, на резисторе R^ образуется уменьшение постоянного напряжения Uo на вели- чину /гст/?2. где /гст — ток ГСТ. Для потенциалов А^/д ГСТ имеет большое ^к^Щы: выходное сопротивление /?вых гст, в результате чего передача изменений AL/o происходит без заметного их Е"д'' уменьшения, В схеме на рис. 2.20 функцию Рис. 2.50 ГСТ выполняет транзистор Tg сов- . местно с резисторами /?i, R^ и /?g. Повторитель напряжения выполнен на транзисторе Ti. Он умень- шает в 1 -r-/tsia раз ответвление тока /гст в источник сигнала U о 4- ЛУо. Выходной эмиттерный повторитель на транзисторе Ту уменьшает влияние последующих цепей на работу делителя напря- жения и обеспечивает малое выходное сопротивление. Выходной сиг- нал делителя напряжения содержит уменьшенную до требуемого уров- ня постоянную составляющую <7выхо и полезный сигнал Л^вых- При этом Л^вых ^ Л^о- При расчете ССУ после выбора транзисторов и протекающих в них постоянных токов /ц вычисляют и»-и бэ.Т —и бэ.Т, 'к.Г, ^,=(^вых-^)//кГ.. Расчет ГСТ в схеме сдвига уровня аналогичен ранее рассмотренно- му за исключением того, что в формулу (2.32) вместо Е',', подставляют Еп. Коэффициент передачи схемы сдвига уровня для полезного сигна- ла АС/вых _ у ^вых эк •Кг„ •=Кт. Л^в /?выхэк4-^2 где R вы к эк—эквивалентное выходное сопротивление ГСТ; /•Ст., К.т, — коэффициенты передачи повторителей напряжения, собранных на транзисторах 7\ и Ту. Расчет К.т„ Кг. производят по (2.9). Та же задача, связанная со сдвигом уровня,, может решаться путем замены .резистора /?а,ГСН, а генератора тока—резистором /?. ГСН обладают малым выходным сопротивлением по переменному току (меж- ду точками а—Ь, рис. 2.17, б) /?вых== g^i* Rs' (Ri + Rs)- Д-^ посто- янного тока /?вых значительно больше и определяется по заданным величинам падения напряжения и протекающего через него тока /^,. Э. д. с. ГСН ^вых = (^бэ + t/ст) (1 + /?а//?б), где U^ — на- пряжение стабилитрона. § 2.5. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ Усилители высокой чувствительности предназначены для усиления слабых сигналов. Основные трудности, возникающие при проектиро- вании, связаны с наличием в них собственных шумов, ограничиваю- щих минимальное значение усиливаемого сигнала. Величина шумов зависит от схемного построения усилителя, режима работы активных элементов, формы частотной характеристики в диапазоне частот 0 — — оо Гц, а также от значения и характера выходного сопротивления источника сигнала. Таким образом, в общий комплекс вопросов, рассматриваемых при проектировании предварительных каскадов усиления, входит и во- прос об определении общего уровня шумов усилителя, а следователь- но, его чувствительности к усилению слабых сигналов. При этом тех- нические задачи, решаемые при расчете чувствительности схемы, мо- гут быть различными. Одна из них сводится к обеспечению предель- ной чувствительности схемы. В этом случае нужно согласовывать дан- ную схему с источником сигнала по шумам путем введения в нее до- бавочных согласующих элементов (такое согласование не всегда адек- ватно согласованию по мощности). Может быть поставлена задача об определении общего уровня внутренних шумов, приведенных к э. д. с. источника сигнала для уже известной схемы. Немаловажным фактором при проектировании является приближенное прогнозирование свойств различных схем по шумам отдельных каскадов, а также их соедине- ний. Все разновидности задач являются актуальными. и решаются с единых позиций на основе теории шумящего четырехполюсника с ис- пользованием спектрального метода анализа шумов линейных цепей. Система уравнений, определяющая основу метода, была приведена в гл. 1 [см. (1.18) и (1.19)1. Согласно этому методу любая задача решается в два этапа. Первый связан с определением линейных операторов на основе использования теории линейных цепей, а второй — с непосред- ственным применением системы уравнений (1.18)—(1.21). Общие ре- шения большинства задач являются громоздкими и неудобными для практического использования в то время как приближенные, имею- щие более простой вид, дают в большинстве случаев почти те же чис- ленные результаты. Кроме того, приближенные решения, связанные с расчетом общего уровня шумов отдельных соединений, облегчают прогноз и оценку шумовых свойств линейных цепей, а также состав- ление для них приближенных расчетных соотношении. Поэтому для Удобства проектирования сначала будут даны. решения, на .основании ^. (1.18) и (1.19) для шумовых параметров инвертированных четырехпо. люсников*, пересчитанных через шумовые параметры основных схем включения, а также приведены расчетные соотношения для шумовых параметров соединений таких четырехполюсников, которые позволя- ют анализировать большой класс линейных цепей, например усили- телей с обратными связями при использовании транзисторов с различ- ными вариантами включения. Будет также рассмотрен вопрос о согла. сований по шумам источника сигнала с входной цепью усилителя для наибольшего отношения сигнал/шум. Следует еще раз заметить, что итогом расчета является определение эффективного значения общего уровня шумов в полосе частот О—оо, приведенного к заданно- му участку цепи — обычна к э. д. с. источника сигнала [ (1.20) и (1.21)]. Рис. 221 Шумы инвертированных схем. При проектировании усилителей не- обходимо определить уровень шумов каскадов с различным включени- ем в них усилительных элементов, например включение транзистора по схемам ОЭ, ОК, ОБ, 03 и т. д. Учитывая нецелесообразность вве- дения новых шумовых параметров для этих случаев, следует найти общий уровень шумов через параметры основной схемы включения транзистора. Как известно, на практике используют три основные схемы включения усилительного элемента. Для решения этой задачи предварительно рассчитывают соответствующие автономные парамет- ры четырехполюсника, приняв за основу систему В параметров как удобную при вычислении общего уровня шумов, приведенных к э. д. с. источника сигнала. Основная схема включения четырехполюсника по- казана на рис. 2.21. Она, например, соответствует схеме ОЭ или ОИ. Две другие схемы включения, инвертированные по выходу ,и по вхо- ду, показаны на рис. 2.22, а, б. Первая из них соответствует схеме ОК, вторая — схеме ОБ. Согласно спектральному методу, линейные операторы, связываю- щие автономные параметры основной схемы и инвертированной по выходу, найдем следующим образом, исходя из рис. 2.21 и 2.22, а. * Взаимная перестановка в схеме двух полюсов трехполюсника представля- ет собой инверсию. Запишем уравнения Ui= Яп U^+B^I'.+U; /I = B^ L/2 + B,yt /2 + /i U\'=B^U',+B\',l';+U": /,=5„ U,+B^ /,'+/"; /i=^'; ^=- (/'I' +^')> u^—u,; u,=u';-u;. Отсюда , о ^^В,Л.„{ В^В 1 —Oil TT!~R~ 1й2 'r 1.+Й22/ /•'— „^al—//"-———8Й- • \ — ————. , „—— L/2 ?12 ^22 -В /';+ u- 12 • 2 /. 1+Й22 +Й22 Рис. 2.23 Рис. 2.24 (2.33) '(2.34) 'lt ' I Сопоставляя уравнения (2.33) и (2.35), получим связь между авто; номными параметрами основной схемы включения и инвертированной по выходу: U"=U- Г = "12 / 1+^22 f)"^——--8!——/^————-/; где Уд1, Уц, Y^, Y^— У-параметры основной схемы включения. Их линейные операторы при учете (2.36) представлены на рис. 2.23. Приведем аналогичные решения для инвертированной схемы по входу: U'==——\——{;=——-^——(У; 1 6ll——1 У 21+^'22 \ ,(2.37) 7'= 621 ,. U- Дп-1 -/== U-I. 47 Соответствующие линейные операторы показаны на рис. 2.24. .Шумовые параметры рассматриваемых схем получим на основании уравнений (1.19) и найденных линейных операторов рис. 2.23 и 2.24. Для схемы, инвертированной по выходу, ^-^ш+ ' G^-2 Re ———у-К^, I '2П-'ii I 'aiT'lli Y 21 GUI" = YM ^21-^11 Y к:„. An+ l^r+^il2 для схемы, инвертированной по входу, Y +Y 21 ' 1 (2.38) D ^21 p Km' — ^21+^22 Km ^Y ч D ш' — Yn+Y„ Кщ ^ ^lAy 7\ш' 1^+^13 •2Re Рш+ Y* 21 Y' +Y* о 1 l n (2.39) Они справедливы для любого типа шумящего четырехполюсника, например для транзисторов. В этом случае справедливы следующие условия: | Kail > I ^nl; I ^21) > I ^22|; I Y-ti[ > I ^12. Причем шумовые параметры находятся в приближенных соотношениях: R^ G^ w ЮЮм2; /?шНш/-1 w 300 Ом. Тогда одноименные шумовые параметры для любых схем включе- ния транзисторов с технической степенью точности равны между со- бой: АШ w Кш' ^ лш"! Ощ К: (2.40) Равенства (2.40) верны как для биполярных, так и для полевых транзисторов. Однако включение в качестве входного каскада, напри- мер, повторителя (инвертированный каскад по входу) может привести к увеличению общего уровня шумов. Действительно, повторитель не дает усиления по напряжению и поэтому на его выходе шумы соизме- римы по уровню с шумами второго каскада. В случае же использова- ния во входном каскаде основной схемы включения ОЭ, ОИ на ее вы- ходе шумы усилителя настолько велики (в том числе и сигнал), что шумы второго каскада не составят какую-либо заметную величину. В общем случае, например для пассивных четырехполюсников, необходимо пользоваться общими уравнениями (2.38) и (2.39). .Шумы каскадных соединений четырехполюсников. Решение вопро- са. .о/чувствительности радиоэлектронной аппаратуры в большинстве 48 "случаев сводится к расчету общего уровня шумов входной дейй ft пер- вого каскада усиления приведенного к э. д. с. источника сигнала. В зависимости от поставленной задачи первый каскад усиления может работать как в нормальном режиме по постоянному току, так и в ма- лошумящем. Однако для одновременного обеспечения повышенной чувствительности и динамического диапазона усилительного канала первый каскад обычно ставят в малошумящий, второй — в нормаль- ный режим. Соответственно появляется необходимость в учете шумов не одного, а двух каскадов. Причем эти каскады в зависимости от по- ставленных технических задач могут иметь различные варианты вклю- чения. Определение суммарных шумовых параметров двух каскадов дает возможность учесть общие параметры трех каскадов и т. д. Расчет Рис. 2.25 шумов трех каскадов представляет интерес только в том случае, ког- да первые два являются повторителями, или при введении общей глу- бокой ООС. Таким образом, располагая суммарными шумовыми пара- метрами каскадного соединения как единого шумящего четырехпо- люсника, рассчитывают уже известным путем общий уровень шумов, приведенный к э. д. с. источника сигнала (или генератору тока сигна- ла). Важным обстоятельством является то, что эти параметры одноз- начно связаны с известными параметрами четырехполюсников, входя- щих в состав каскадного соединения. Суммарные шумовые параметры Rms, Gins и Kms находят через шумовые параметры отдельных четы- рехполюсников /?шг Gnu, Кш1, Rmii, Gmii, /CSifi. При этом доста- точно совместно решить системы уравнений для первого, второго и суммарного автономных четырехполюсников с учетом того, что U^ = [/in, /2i == —/in (рис. 2.25, 2.26). Таким образом, \' 1Ч\ Rmll +RmU + ^l 0 „ . I 1GaI (a Лш2 - -Rml+ =0ш1 + YI\I\у\ ^U ^111 GaiS -к'^= „• , ^211 ^221 YSU4-^1^21 = Лш1 1- , „ ^шч ' 211 Г ш11 +2 Re ' 221 l^lll2 К mil', G^u + 2Re '^yi ^m I V 12 I -211 I Ошн 4- КаЛУ. 21I| (2.41) Эти выражения являются достаточно общими потому, что могут быть использованы для решения аналогичных задач при соединении инвер- '-to ПРИЛОЖЕНИЙ III Множители и приставки для образования десятичных кратных и дольних единиц •- их наименований Множитель Приставка Обозначение приставки международное русское ю'3 экса Е Э 1015 пе га Р П 1012 тера Т т 109 гига G г lU6 мега М М 103 KII.IO k к 102 гекти li Р 10' дека da да 10-' децм d д i0-2 санги с с ю-9 МИЛЛН in м 10-^ микро ii мк ю-9 na.'o n а ю-'2 пн к о p а JO-15 феы :у ii Ф ю-'3 airo a а СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. А лексенко А. Г. Основы микросхемотехники (элементы морфологии мик- роэлектронной аппаратуры) — М.: Сов. радио, 1977. 2. Артым А. Д. Электрические корректирующие цепи и усилители (гео- рия и проектирование).— М. — Л.: Энергия 1965. 3. Балабанян Н. Синтез электрических цепей: Пер. с англ./ Под ред. проф. Г. И. А-абекова. М.: Госэнергоиздат, 1961. 4. Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей.—М.: Связь, 1967. 5. BaH-Д..р-Зил А. Шум: Пер. с англ.; Под ред. А. К. Нарышкина. М.: Сов. радио, 1973. 6 Войшвилло Г. В. Усилительные устройства.— М.: Связь, 1975 7. Глориозов Е.\Л., Сорин В. Г., Сыпчук П.П. Введение в автоматизацию схе- мотехнического проектирования /Под ред. Е. Л. Глориозова.—М.: Сов. радио, 1976. 8. Горбань Б. Г. Широкополосные у;или1ели на транзисторах —М.: Энергия, 1975. 9. Гребен. А. Б. Проектирование аналоговых интегральных схем.—М. Энергия, 1976. 10. Дементьев Е. П. Элементы общей теории и расчета шумящих линейных цепей.— М. Госэнергоиздат, 1969. 11. Жалуд В., Кулешов В. Н. Шумы в полупроводниковых устройствах/ Под ред. Д. К. Нарышкина. — М.: Сов. радио, 1977. 12 Знаменский А. Е., Теплюк И. Н. Активные /?С-фильтры. —М.: Связь, 1970. 13. Ильин В. Н Машинное проектирование электронных схем. — М.: Энер- гия ^ 1972. 14. Маклюков М. М. Инженерный синтез активных /?С-фильтров низких и инфранизких частот. — М.: Энергия, 1971. 15. Мимонкин И. Г. Усилительные устройства — М.: Связь, 1977. 16. Марше Ж Операционные усилители и их применение! Пер. с франц. — Л.: Энергия, 1974. 17 Мигулин И Н., Чаповский М. 3. Усилительные уегройб-к.а на транзи- сторах (проекгирование). — Киев: Техника, 1974. 18. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж. Грем, Дж. Тоби, Л. Хыолсмана. — М.: Мир, 1974. 19. Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных микро- схемах/Под ред. С. Я Шаца. — М.: Сов радио, 1976. 20. Салерно И Активные фильтры: Пер. G англ. —Электроника, 1969, №.4. 21. Синтез активных /?С-цепей (современное состояние и проблемы)' Под ред. А. А. Ланне.— М.: Связь, 1975 22. Справочник по теоретическим основам радиоэлектроники. Т.2/Под ред. Б. X. Кривицкого.— М.: Энергия, 1977. 23 Суходоев И. В. Шумы электрических цепей.— М.: Связь, 1975. 24. Торпугов Н. В Спектральный метод анализа внутренних шумов четы- рехполюсников. — Вопросы судостроения, 1975 вып. 1. 25. Терпугов Н. В Спектральный метод анализа внутренних шумов линей- ных цепей. — Радиотехника, 1978, т. 33, № 12, 26. Хьюлсман Л. П Теория и расчет активных /?С-цепей. — М.: Связь, 1973. 27. Цыкин Г. С. Усилительные устройства.— М.: Связь, 1971. 28. Чахмахсазян Е. А., Борманов Ю Н., Гольденберг А. Э. Машинный ана- лич интегральных схем.— М.: Сов. радио, 1974. 29. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппа- ратуре. —М.: Сов, радио, 1974, ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие ............................ 3 Глава 1. Общие вопросы проектирования ............. 4 s 1.1. Основные функции, выполняемые усилительным устройством . . 4 s 1.2. Основные задачи и этапы проектирования ............. 11 ' 1.3. Характеристики и параметры усилительных приборов ...... t5 § t.4. Шустовые свойства активных сопротивлений и транзисторов . . 21 Г д а а а 2, Усилительные устройства на транзисторах. ...... § 2.1. Общие сведения ........................ § 2.2. Схемы усилительных каскадов и их малоеигнальные {тараиетры § 2.3. Выбор и стабилизация режимов работы транзисторных каскадов 34 § 2.4. Усилительные каскады постоянного тока ............ 38 § 2.5. Усилители высокой чувствительности ............. 45 § 2.6. Широкополосные усилительные каскады ............ 68 § 2.7. Усилитегд» мощности . .................... 83 Глава 3. Решающие элементы аналоговых устройств на базе опера- ционных усилителей ......................... 88 § 3.1. Общие сведения ....................... 88 § 3.2. Операци-онпые усилители в линейных схемах .......... 88 § 3.3. Операционные усилители с нелинейными элементами в цепях обрат- ной связи ..... ...................... 98 § 3.4. Пути снижения статических ошибок операционных усилителей. . . . 104 § 3.5. Обеспечение устойчивости операционных усилителей при наличии отрицательной обрашой связи ................. 108 Глава 4. Активные RC- фильтры ................ 110 § 4.1. Особенности избирательных усилителей и их характеристики . , 110. § 4.2. Метод синтеза A.RC-фильтров ................. 113 § 4.3. Критерии аппрокеи»ац»и частотных характеристик ..... . .118 § 4.4. Полиномиальная (максимально плоская) аппроксимация по Тей- лору (Баттерворту) ...................... 120 § 4.5. Полиномиальная (равнотолновая) аппроксимация по Чебышеву 124 § 4.6. Дробная аппроксимация по Золотареву .............. 127 § 4.7. Выбор вида аппроксимации .................. 134 § 4.8. Преобразование частоты .................... 135 §4.9. Реализация Д??С-фвльтров нэ усилителях о положительной обрат- ной связью .......................... 141 § 4.10. Реализация АКС-фадьтрдв на усилителях с отрицательной обрат- ной связью ........................... 151 § 4.11. Реализация' Л^-фильтров- методом аналоговой вычислительной техники' ... ........................ 155 § 4.12. Выбор вида реализации .................... 166 Глава 5. Особенности расчета аналоговых микросхем на ЭВМ .... 166 § 5.1. Метод автоматизации проектирования аналоговых микросхем . 166 § 5.2. Оптимизация электронных микросхем ... ......... 172 § 5.3. Определение вероятностных характеристик микросхем методом ста- тистических испытаяий ... ................. 178 Приложен ия Приложение 1. Нормированные шумовые параметры транзисторов и микросж&м ........................... 180 Приложение- 11. Спектральный метод анализа внутреяних шумов линей- ных цепей ............................ 183 Приложение- 1.11- Множители и приставки для образования десятичных кратных и дольных единиц и наименования ......... 188 Список литературы ........................... 189 Виктор Викторович Ефимов Владимир Николаевич Павлов Юрий Павлович Соколов Николай Владимирович Терпугов Виктор Серафимович Фирсов ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ Зав редакцией Л. А. Романова. Редактор Е. М. Романчук. Научный редактор Н В Терпугов, Художник А. И. Шавард. Художественный редактор Т. М. Скворпова. Технический редактор Н. А. Битюкова. Корректор Р. К. Косияова ИВ № 2961 Изд. № ЭР-288. Сдано в набор 01.02.82. Подп. в печать 12.07.82. Т-13172 Формат бОХМГЛв. Бум. тип. № 2. Гарнитура литературная. Печать высокая. Объем 12 усл. веч. л. Усл. кр.-отт. 12,25. Уч.-изд. л. 12,25. Тираж 40000 экз. Зак. № 727. Цена 40 коп. Издательство «Высшая школа». Москва, К-51. Неглинная ул., д. 29Л4 Московская типография № 4 Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговлн- 129041, Москва, Б. Переяславская ул„ 46 ИЗДАТЕЛЬСТВО «ВЫСШАЯ ШКОЛА» ВЫПУСТИТ В СВЕТ В 1982 г. для студентов радиотехнических факультетов и вузов следующие учебные пособия! Змнооьов А. Л., Филиппов Л. И. Введение • специальность радиоинженера: Учеб. пособие. —12 л., ил.—45 к. В пособии коротко излагаются история развития радиотехники, физические принципы и фундаментальные соотношения, исполь- зуемые а радиоэлектронике; приводятся сведения о компонентной базе современных радиоаппаратов; рассматриваются все этапы разработки от замысла изделия до внедрения в серийное произ- водство; рассказывается о том. -ITO должен знать и уметь, о чем должен иметь представление молодой радиоинженер, и др. Малашин М. С., Каминский Р. П., Борисов Ю. Б. Основы проектирования лазе,д.|ь|х локационных систем: Учеб. пособие. — 12 л., ил. — 45 к. В пособии рассматривается проектирование лазерных локацион- ных станций (ЛЛС) различного назначения; излагается общая мето- дология зптимального проектирования локационных систем, опи- сываются принципы построения и элементы ЛЛС, даются рекомен- дации по рациональному выбору варианта построения и структур- ной схемы ЛЛС, приводится методика расчета их основных пара- метров и характеристик, рассматриваются вопросы моделирования оптических сигналов и отдельных трактов ЛЛС на АВМ и ЭВМ и т. п. УВАЖАЕМЫЕ ЧИТАТЕЛИ! Издательство «Высшая школа» выпускает учебники, учебные и ме- тодические пособия, плакаты. Подробнее познакомиться с учебной литературой вам поможет аннотированный план выпуска литера- туры на 1982 год (вузы и техникумы), который имеется в книжных магазинах. Предварительные заказы на книги вы можете сделать в магазинах Книготорга или потребительской кооперации, ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ ПОД РЕДАКЦИЕЙ Н. 8. Т Е Р П У Г О В А Допущено Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебного пособия для студентов радиотехнических специальностей вузов МОСКВА иВЫСШАЯ ШКОЛА» 1982 ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие .............. 3 Введение ............... 6 Глава первая. Структурные схемы и основные параметры селективных /?С-усилителей ......... 13 1-1. Звенья второго порядка и их параметры .... 13 1-2. Принципы построения и структурные схемы селек- тивных /РС-усилителей ......... 16 1-3. Основные параметры селективных RC-усилителей. . 30 1-4. Потенциально неустойчивые схемы ..... 38 1-5. Потенциально устойчивые схемы ..... 56 Глава вторая. Основы анализа селективных ^С-цепгй на операционных усилителях ......... 68 2-1. Перспективы применения интегральных ОУ в актив- ных /^С-фильтрах .......... 68 2-2. Параметры и эквивалентные схемы интегральных ОУ 69 2-3. Условия устойчивости ......... 77 2-4. Частотный диапазон ......... 83 2-5. Динамический диапазон ........ 88 2-6. Влияние нсидеальностей ОУ и пассивных элементов на параметры селективных /?С-пепей ..... 97 Глава третья. Селективные /?С-цепи на интегральных операционных усилителях . . . . . . . . . 102 3-1. Потенциально устойчивые усилители на одном ОУ 102 3-2. Потенциально неустойчивые усилители на одном ОУ 119 3-3. Гираторные селективные /?С-усилители на двух ОУ 131 3-4. Селективные A'C-усилители на двух интеграторах 144 3-5. Рекомендации по проектированию селективных /?С-усилителей на ОУ ......... 150 Глава четвертая. Низкочастотные избирательные RC- усилители . ............. 155 4-1. Перспективы и проблемы использования избиратель- ных /?С-усилителей в диапазоне низких и инфраниз- ких частот ............ 155 4-2. Применение распределенных ^С-структур для по- строения низкочастотных избирательных ^С-усилите- лей .............. 158 4-3. Низкочастотные избирательные ^С-усилители на по- левых транзисторах .......... 164 4-4. Низкочастотные избирательные ДС-усилители на ОУ 173 Глава пятая. Высокочастотные избирательные /?С-усили- тели ............... 179 5-1. Принципы построения высокочастотных селективных /РС-усплителей .......... 179 5-2. Усилители с двумя интегрирующими цепями . . 183 5-3. Усилители с тремя интегрирующими цепями . . • 193 5-4. Усилители с фазовращателями ....... 200 Приложение. Расчет основных параметров звеньев вто- рого порядка ............. 205 Список литературы ............ 212 В. В. МАСЛЕННИКОВ А, П. СИРОТКИН ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ RC-УСИЛИТЕЛИ МОСКВА «ЭНЕРГИЯ» 1980