В.В.ПАЛШКОВ ОПТИМАЛЬНЫЕ ВЫСОКО - ЧАСТОТНЫЕ ТРАКТЫ РАДИО - ПРИЕМНИКОВ МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 198Г ББК 32.849 П14 УДК 621.396.62:621.374.34 Палшков В. В. П14 Оптимальные высокочастотные тракты, радиопри- емников.—М.: Радио и связь, 1981.— 144 с., ил. 1 р. 40 к. Рассматриваются вопросы построения высокочастотных трактов радио- приемников на современной элементной базе с позиций наилучшего раз- решения проблемы электромагнитной совместимости систем связи, радио- вещания и телевидения, обосновываются требования к характеристике селективности, анализируются процессы нелинейного взаимодействия сиг- нала и помех. Для научных работников, занимающихся вопросами оптимизации ра- диоприемных устройств. 30402—044 П———————— 78—81 045(01)—81 2402020000 ББК 32.849 6Ф2.12 РЕЦЕНЗЕНТ канд. техн. наук В. Н. ГОЛУБЕВ | Издательство «Радио и связь», 1981 г. ПРЕДИСЛОВИЕ Оптимизация параметров радиоприемного устройства в целом и его частей является основным направлением прогресса техники радиоприема. Особое влияние на прием сигналов оказывают ра- диопомехи. Нелинейные явления, происходящие в высокочастотном тракте до фильтра основной селекции, ухудшают прием сигналов. В этих условиях актуален ответ на вопрос: какие параметры реа- лизуемых усилительных и избирательных цепей позволяют полу- чить наилучшие результаты приема? Определение указанных па- раметров является решением типичной задачи оптимизации уст- ройства. Существенным моментом при этом является выбор целе- вой функции и критерия оптимальности. В предлагаемой книге показано, что в качестве этого критерия целесообразно принять минимальное ухудшение отношения сигна- ла к помехе реальным приемником. Материал книги содержит: обоснование требований к избира- тельности ВЧ тракта приемника; анализ нелинейного взаимодей- ствия сигнала и помех на основе известных характеристик нели- нейности усилительных приборов; расчеты характеристик много- каскадных ВЧ трактов, определяющих электромагнитную совмес- тимость радиоэлектронных систем; изложение общего подхода к оптимизации ВЧ тракта; методы определения параметров нелиней- ности усилительных приборов. В приложении приведены результаты расчета коэффициента сшибок для пяти вариантов значений параметров структурной схе- мы высокочастотного тракта приемников. Там же для сравнения приведены величины минимального достижимого коэффициента ошибок Коштгп, реализуемого при оптимальном коэффициенте пе- редачи Кр\ опт- Автор выражает глубокую признательность рецензенту В. Н. Го- лубеву и отв. редактору Г. М. Крылову за полезные советы и цен- ные замечания при работе над рукописью. Автор заранее выражает благодарность читателям за критиче- ские суждения по существу содержания книги и просит все заме- чания направлять по адресу: 101000, Москва, Чистопрудный буль- вар, 2, издательство «Радио и связь». Автор 1. ВВЕДЕНИЕ • Особенностью современного этапа развития народного хозяйст- ва страны является все нарастающая насыщенность промышлен- ных и научно-технических комплексов радиоэлектронными устрой- ствами, что существенно увеличивает уровень различных электро- магнитных излучений. В то же время оперативное управление предприятиями и другими объектами на основе использова- ния автоматизированных систем требует повышения достоверности приема сообщений. Применительно к линиям радиосвязи реализация высокой до- стоверности приема сообщений осложняется из-за увеличения как мощности и числа радиопередающих станций, так и общего уров- ня индустриальных радиопомех, обусловленного ростом числа электроустановок на ограниченной территории. Экспоненциальный рост количества и сложности радиоэлект- ронных средств (РЭС) делает обязательным учет требований электромагнитной совместимости (ЭМС) прежде всего при разра- ботке РЭС. Это не исключает значения учета показателей ЭМС существующей аппаратуры при эксплуатации РЭС в целях опти- мального функционирования последних. Как известно, важнейши- ми задачами исследований в области ЭМС являются [1]: рассмот- рение причин возникновения, воздействия и методов уменьшения электромагнитных помех (ЭМП) различного происхождения; оп- ределение восприимчивости аппаратуры к ЭМП; разработка эф- фективных мер защиты РЭС от ЭМП. На стадии проектирования существенное значение имеет опти- мизация параметров РЭС, входящих в радиотехническую систему, с учетом требований ЭМС. В настоящее время расчеты ЭМС вы- полняются с использованием измеренных характеристик сущест- вующих радиоприемников. Остается нерешенным вопрос: насколько характеристики из- вестных приемников близки к предельным при существующей и перспективной элементной базе? Помехоустойчивость приема сообщений в реальных условиях определяется в значительной мере такими характеристиками нели- нейности высокочастотного тракта, как блокирование, перекрест- ная модуляция, взаимная модуляция, зоны пониженной селектив- ности, нелинейность амплитудной характеристики. Оптимизация структуры высокочастотного тракта радиоприемников должна ос- новываться на конечном результате приема желательного сигнала и обеспечивать минимальную ошибку в принимаемом сообщении. Таким образом, в качестве целевой функции должна быть приня- та величина коэффициента ошибок. Книга содержит решение задачи оптимизации структуры высо- кочастотного тракта радиоприемника. Рассматриваются требова- ния к характеристике избирательности ВЧ тракта так называемого «идеального» приемника, в котором отсутствуют нелинейные про- цессы, затем приводится анализ нелинейного взаимодействия сиг- нала и помех и на его основе решается задача оптимизации. Ре- шение этой задачи должно быть подчинено реализации потенци- альной помехоустойчивости приема. В фундаментальных работах В. А. Котельникова, Д. Миддлтона, В. И. Тихонова, Н. Винера, посвященных приему сигналов на фоне помех, показана необхо- димость оптимальной фильтрации сигналов перед решающим уст- ройством. В этих работах получены соотношения, определяющие результаты оптимального приема сигналов известной и неизвест- ной формы. Результаты приема однозначно определяются отноше- нием сигнала к помехе (С/П) на выходе оптимального фильтра. Известно, что избирательность или селективность приемника есть мера его способности различать желательный сигнал, на ко- торый приемник настроен, а нежелательный [2]. Идеальным высокочастотным трактом приемника назовем тракт, обеспечивающий избирательность, равную избирательности оптимального фильтра. Реальный высокочастотный тракт даже при использовании в качестве избирательной цепи оптимального фильтра ухудшает отношение С/П из-за нелинейных взаимодейст- вий сигнала и помех. Для количественной оценки отклонения избирательности реаль- ного приемника от идеального примем коэффициент ухудшения избирательности приемника /Си, показывающий, во сколько раз отношение сигнала к помехе на выходе высокочастотного тракта идеального приемника больше отношения сигнала к помехе на вы- ходе высокочастотного тракта реального приемника при равных коэффициентах передачи на частоте настройки и одинаковых ус- ловиях на входе приемников: (1.1) где [С7/7]вых.и—отношение сигнала к помехе на выходе высоко- частотного тракта идеального приемника; [С//7]вых.р—отношение сигнала к помехе на выходе ВЧ тракта реального приемника. Коэффициент ухудшения избирательности (в дальнейшем для краткости — коэффициент избирательности — КИ) характеризует степень приближения избирательности приемника к идеально воз- можной. Применительно к оценке избирательных свойств прием- ника этот коэффициент имеет такой же смысл, как и коэффициент шума К.т применительно к оценке чувствительности приемника. Отсюда следует, что синтез структурной схемы ВЧ тракта радио- приемника на реальной элементной базе должен обеспечивать ми- 5 нимальную величину Km- Наилучший ВЧ тракт реального прием- ника имеет ^Сц==1. Коэффициент избирательности Ли зависит от электромагнитной обстановки (ЭМО) в месте приема, в частности от уровней сигна- лов и помех, а также от частотного распределения спектров же- лательного и нежелательных сигналов. Измерение Ки и установ- ление норм на допустимые величины Кц должны производиться исходя из типовых условий эксплуатации радиоприемника и могут основываться на частных измерениях таких показателей прием- ника, как блокирование, перекрестная модуляция, взаимная моду- ляция, уровень побочных каналов приема и других с использова- нием интегральной оценки эффективной избирательности. Некоторые из частных характеристик эффективной избиратель- ности зависят от одних и тех же параметров нелинейности усили- тельного тракта. Однако условия оптимизации одной из частных характеристик могут оказаться несовместимыми с условиями опти- мизации другой. Поэтому важна интегральная оценка эффектив- ной избирательности, наиболее полно отражающая способность реального приемника различать желательный и нежелательный сигналы. 2. СТРУКТУРА ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ТРАКТОВ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ И ТРЕБОВАНИЯ К ХАРАКТЕРИСТИКЕ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ИДЕАЛЬНОГО РАДИОПРИЕМНИКА Ф 2.1. Структура высокочастотного тракта Известно, что системы радиовещания, радиосвязи и телевиде- ния отличаются широким диапазоном несущих частот, используе- мых для передачи сообщений. Это означает, что должно быть обес- печено сохранение оптимальной формы частотных характеристик ВЧ тракта радиоприемника на различных несущих частотах. Кро- ме того, реальная чувствительность радиоприемников должна быть достаточно высокой и не изменяться при перестройке в рабочем диапазоне частот. Эти общие требования однозначно определяют целесообразность использования в системах радиосвязи, радиове- щания и телевидения супергетеродинного метода построения высо- кочастотного тракта, основные особенности которого отмечены ни- же. Высокочастотный тракт приемника должен обеспечивать усиле- ние сигнала, необходимое для нормальной работы решающего уст- ройства в системах передачи сообщений сигналами известной фор- мы и работы детектора в системах передачи сообщений сигналами 6 неизвестной формы. Частотно-избирательные цепи целесообразно устанавливать возможно ближе ко входу приемника для того, что- бы уменьшить опасность перегрузки усилительных приборов неже- лательными сигналами. Однако вследствие трудностей реализации перестраиваемых цепей с высокой добротностью, определяющих избирательные свойства преселектора, перегрузку усилительных приборов в преселекторе и преобразователе частоты устранить не удается. Определенные перспективы имеют устройства охлаждения входных цепей радиоприемников до сверхнизких температур. Од- нако в настоящее время криогенная техника достаточно сложна для широкого использования. Основная фильтрация спектра желательного сигнала осущест- вляется избирательными цепями преобразователя частоты. Необ- ходимое усиление, определяемое минимальным уровнем входного сигнала и порогом решающего блока или детектора, обеспечива- ется усилителем промежуточной частоты. Типичная структурная схема приемника изображена на рис. 2.1. В зависимости от вида сигналов основная фильтрация осущест- вляется избирательными цепями, включенными на выходе преоб- разующего прибора. Основное усиление сигнала обеспечивается Вход am антенны П ре-селектор Пр V УПЧ Рис. 2.1. Структурная схема приемника суперге- теродинного типа относительно широкополосным усилителем промежуточной часто- ты УПЧ. Тракт усиления сигнала после преобразователя частоты' ЛрЧ при необходимости получения узких полос пропускания мо- жет выполняться с дополнительным преобразованием частоты — .двойным либо многократным. Структурная схема приемника с многократным преобразовани- ем частоты изображена на рис. 2.2, где каждый из предыдущих Вход от При-селектор П.и! УпЧ1 K-UПр Ч к-иУПЧ Рис. 2.2. Структурная схема приемника с многократным преобразова- нием частоты усилителей промежуточной частоты является преселектором для последующего преобразователя, а основная фильтрация осущест- вляется избирательными цепями, включенными на выходе послед- иего преобразующего прибора. 2.2. Требования к характеристике избирательности высокочастотного тракта ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ Радиосигналы, с помощью которых передаются сообщения, в подавляющем большинстве характеризуются существенным огра- ничением частотного спектра в целях лучшего использования диа- пазона радиочастот. Эти ограничения отражены в Общесоюзных нормах на ширину полосы радиочастот и внеполосные спектры из- лучений [З], а также в рекомендациях МККР [2]. Рекомендация- ми МККР устанавливается необходимая ширина полосы как об- ласть частот, в пределах которой заключено 99% общей мощно- сти излучения, и уровень спектра внеполосного излучения. Внепо- лосное излучение, составляющее 1 % средней мощности передат- чика, поровну распределяется справа и слева относительно необ- ходимой полосы частот. Характеристика спектра излучения показана на рис. 2.3. Рис. 2.3. Зависимость спектральной плотности мощности радиопередаю- щего устройства от час- тоты Крутизна огибающей спектра излучения (в децибелах на ок- таву величины расстройки) приближается к постоянной величине при достаточно большом отдалении от средней части спектра [2, Рекомендация 328]. Согласно этому спектральная плотность мощ- ности излучения S2 (в дБ) и расстройка A^/Afi, выраженная в чис- ле октав т, связаны соотношением (2.1) где а — крутизна характеристики спектральной плотности мощно- сти излучения, дБ/октава. Число октав до данного значения частоты А} определяется как (2.2) Найдем зависимость спектральной плотности мощности излу- чения на частотах вне необходимой полосы, удовлетворяющую формуле (2.1). Продифференцировав (2.2) и определив dm= [d(\f)f^f] (1/1п2), запишем (2.1) в виде 1п2 Д/ (2.3) Интегрируя правую и левую части (2.3), получим -^(InA/i-mA/) или 10 lg-^- •Si 101g2 10 Ig Д/L Л^ • Отсюда S^Sf^A^/A/) 101g2 и S2-^ (А Л/Л/) 101g2 (2.4), (2.5) (2.6) Учитывая, что 101g2^3, получим S^S^A/i/A^73. (2.7) Как видно, спектральная плотность мощности излучения S2 при расстройке Af определяется ее значением при расстройке A./i и из- меняется обратно пропорционально величине расстройки А;/ в сте- пени а/3. Закон изменения спектральной плотности мощности из- лучения внутри необходимой полосы зависит от вида сообщения и характера передаваемых сигналов [2]. Так, например, в системах многоканальной связи спектральная плотность мощности внутри необходимой полосы частот практиче- ски не изменяется: S2==const; в системах радиовещания частотная зависимость S2 в необходимой полосе частот близка к колоколооб- разной. Из (2.7) следует, что при увеличении расстройки спект- ральная плотность мощности внеполосного излучения довольно быстро убывает. По данным МККР [2] значение а [дБ/октава] заключено в пределах от 12 до ЗОдБ/октава, поэтому спектраль- ная плотность мощности внеполосного излучения за пределами не- обходимой полосы изменяется обратно пропорционально от чет- вертой до десятой степени величин расстройки. Следует обратить внимание на принципиальную особенность спектра излучения передатчика, заключающуюся в том, что спектр излучения существует в бесконечной области частот. Это распре- деление обусловлено конечным временем существования сигнала. Внеполосное излучение передатчика создает радиопомехи прие- му соседних станций. Эта часть излучения (1% Pz ) настолько мала, что практически может не учитываться при определении эф- фекта приема в необходимой полосе частот. Современные системы передачи сообщений строятся на основе использования либо полностью известных вариантов сигналов, ли- бо неизвестных по форме сигналов с заданной шириной полосы спектра. В радиоприемном устройстве осуществляют оптимальную обработку принятой смеси сигнала и помех. Известно, что кри- терий оптимальной обработки зависит от вида сигналов. Так, при приеме известных сигналов в большинстве систем связи критери- fiM является минимальная величина суммарной ошибки приема сигналов, т. е. максимальная помехоустойчивость. Возможны и Другие критерии, например критерий Неймана-Пирсона. Опти- мальная обработка принятой смеси сигнала известной формы и помех сводится к фильтрации сигнала с помощью согласованного 9 фильтра и сравнения результата с порогом. При приеме сигналов неизвестной формы с ограниченным спектром в качестве критерия оптимальной обработки смеси сигнала и помех используют мини- мальную величину среднего квадратического отклонения сигнала на выходе приемника от истинного значения за счет действия помех. Избирательная система ВЧ тракта должна строиться так, что- бы обеспечивалась возможность оптимальной обработки сигнала. В связи с тем что устройства обработки сигнала зависят от при- нятых критериев верности приема сообщения, необходимо опре- делить требуемые характеристики избирательности при приеме сигналов известной формы, используемых, как правило, при дис- кретной передаче сообщений, и при приеме сигналов неизвестной формы, используемых при непрерывной передаче сообщений. ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ ПРИЕМНИКОВ СИСТЕМ ДИСКРЕТНОЙ ПЕРЕДАЧИ СООБЩЕНИЙ ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ При дискретной передаче сообщений применяют ортогональные сигналы известной формы, соответствующие алфавиту сообщений. Показано в [4 и 5], что оптимальная обработка при приеме сиг- налов известной формы Ui(f) в интервале 0—Т сводится к фильт- рации сигнала с помощью согласованного фильтра с характерис- тикой коэффициента передачи ^опт (<°) = С S*(») - i (о <о Л2 (СО) (2.8) где to^T—запаздывание сигнала в фильтре; 7<опт(со)—комплек- сный коэффициент передачи; с — коэффициент пропорционально- сти; S*(co)—сопряженная комплексная спектральная плотность амплитуд полезного сигнала; Л2 (со)—спектральная плотность мощности гладких радиопомех. Соотношение (2.8) позволяет определить форму характеристи- ки избирательности ВЧ тракта, при которой обеспечивается опти- мальная обработка части спектра принимаемого сигнала за пре- делами необходимой полосы частот. Так как за пределами необ- ходимой полосы частот сосредоточена малая часть энергии сигна- ла (1% Ps) и достаточно быстро убывающая с увеличением рас- стройки (2.7), то по причине недостаточной избирательности при- емника уменьшается помехоустойчивость приема вследствие мало- го ослабления помех соседних каналов приема. Это ухудшение помехоустойчивости можно определить, используя интегральную- оценку помехи от соседних каналов. Известно [б], что помехоустойчивость приема П определяется вероятностью ошибки Во: Я=1-5о. (2.9) 10 В свою очередь, вероятность ошибки является некоторой функ- цией 9~ режима приемника и отношения амплитуды сигнала Umax к действующему напряжению помехи Уп.деиств: 5о=Г(«, Р, 9), (2.10) где а, р—параметры режима приемника; <7= (^тоах/^п.деиств)2— квадрат отношения сигнала к помехе. Пользуясь соотношением (2.10), можно найти уравнение, свя- зывающее малое допустимое ухудшение помехоустойчивости Дбо с ухудшением отношения сигнала к помехе А (2.31) Учитывая (2.24), определим число полюсов избирательной цепи ,(дР/дд), _1_ ^ 2ДВо 2 ' (2.26) д^.?.(^,^),^_1 2ДВо т 14 Полагая Л/сос=Л.Рн, получим (2.34) где /г — число полюсов, определенное согласно (2.32). При достаточно большом п Осос^" или (в децибелах) (Tcoc-SOlgCT^en. (2.35) Условия работы ВЧ тракта, рассмотренные в этом разделе, яв- ляются типичными для диапазона СВЧ. Результаты оценки необ- ходимой избирательности ВЧ тракта могут быть использованы применительно к диапазону декаметровых волн. Необходимые ве- личины No для расчета по (2.26) приведены в [7]. ТРЕБОВАНИЯ К ХАРАКТЕРИСТИКЕ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ПРИЕМНИКОВ ПРИ НАЛИЧИИ РАДИОПОМЕХ ОТ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ УПОРЯДОЧЕННОГО ИЗЛУЧЕНИЯ Упорядоченное излучение регламентируется нормами МК.КР [2] и ГКРЧ [З]. Типичной ситуацией в условиях упорядоченного излучения и выполнения этих норм является наличие разности частот между несущими колебаниями соседних станций AQp, большей необходи- мой полосы или равной ей, т. е. AQp>AO„. (2.36) Каждая из соседних станций обеспечивает некоррелированное с другими станциями излучение с энергетической спектральной плотностью, в основном сосредоточенное в своей необходимой по- лосе. Определим требования к характеристике избирательности вы- сокочастотного тракта приемника, предположив, что, во-первых, излучения соседних станций не коррелированы с излучением ос- новной и имеют энергетическую плотность, удовлетворяющую нор- мам МККР; во-вторых, максимальные спектральные плотности мощности излучения соответственно в левом Л^лпмж и правом ^аптаж каналах определяются плотностями внеполосного их излу- чения Л^д и Nin на частоте желательного канала согласно соотно- шению ^2Л та^л = Л/,п mc,./^i„ = Ь ^> 1; (2.37) в-третьих, избирательность приемника достаточно высока, чтобы считать, что помехи в желательном канале создаются лишь двумя соседними каналами. Предполагаемые зависимости спектральной плотности мощно- сти помех на входе приемника N\, Nz и форма частотной характе- 15 ПРИЛОЖЕНИЕ 3 ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ НЕЛИНЕЙНОСТИ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ Параметры УП, характеризующие нелинейность высокочастотного тракта .можно определить теоретически или экспериментально. При теоретическом опое-' делении 'параметров нелинейности необходимо иметь аналитическое выражений зависимостей выходного t'z и входного t'i токов УП от напряжений, действующих на его входе ui и выходе Uz. Аналитические выражения обычно основывают ли- •бо на физической модели процессов, происходящих в УП, либо на подобии •вида характеристик прибора, записанных в виде формул и полученных экспе- риментально. В любом случае возникает вопрос о необходимой точности аппроксимации реальной характеристики прибора. Характеристики тракта определяются дифференциальными параметрами не- линейности, поэтому существенное значение имеет погрешность аппроксимации •именно этих параметров нелинейности, а не погрешность определения токов •соответствующих 'входным и выходным напряжениям. П.3.1. Аналитическое определение параметров я ели не и но с т и Аналитическое определение параметров нелинейности УП с отрицательной обратной связью по току В целях уменьшения величины 'параметра нелинейности каскада приме- няют отрицательную обратную связь (ООС). Один из вариантов ее осуществле- ния изображен на 'рис. 3.18. Здесь в цепь эмиттера биполярного транзистора включен резистор Ra, обеспечивающий подачу напряжения обратной связи Уо.с=—iiRy последовательно с источником сигнала Увх. Аналогично строят кас- кады 'на полевом транзисторе или другом активном элементе. Включение ре- зистора Ra изменяет как усилительные, так и нелинейные характеристики кас- када. Это можно учесть на основе рассмотрения эквивалентных параметров УП. Допустим, что известна .аналитическая зависимость выходного тока г; УП от входного напряжения и в 'режиме отсутствия ООС: it =f(u). (П.3.1) При наличии обратной связи входное 'напряжение УП •u=Usi—iiR, (П.3.2) где R=R.3- Подставляя это значение и в (П.3.1), получим интересующую нас зависимость i't=f(us-n) в неявной форме. Желательно определить параметры нелинейности каскада, выраженные че- рез известную зависимость (П.3.1) и сопротивление резистора R. Найдем эквивалентную крутизну УП; Yn=di2/duat. Продифференцируем (П.3.1) по «вх и получим rfi» df du •—= — -—— . (П.3.3) .dus-s. du duas. Согласно (П.3.2) du , di„. - =1 . D di^ ййвх du (П.3.4) du„ dug Учитывая, что получим di'a du du d«Bx' ^l-^R du du (П.3.5) duaz 136 Решив последнее относительно dulduvi, получим J"-= i du^ l+(df/du)R Тогда (П.3.3) запишем в виде di, _ dfjdu du^ ~ 1 + (df/du) R (П.3.6)' (П.3.7) 1 + (df/du) R Таким образом, эквивалентная крутизна УП с ООС определится формулой K2i=^io/(l+^2io-R), (П.3.8) | где У2ю= df/du—крутизна УП без обратной связи (при R=0). Здесь и далее предполагается, что режим УП по постоянному току не из- меняется. Найдем вторую производную выходного тока по входному напряжению; рассматривая (П.3.7) как неявную функцию йвх, получим ^ d2^2 (П.3.9) ri4, [l+(df/du)R]» или Y. Y, 21 О 21 — (П.3.10) где Y'2i а — первая производная крутизны УП без обратной связи. Соотношения (П.3.8) и (П.3.10) позволяют рассчитать эквивалентный па- раметр нелинейности характеристики выходного тока второго порядка в виде Y. 21 О (П.3.11) Вычислим третью производную выходного тока по входному напряжению, используя в качестве исходного 'соотношения (П.3.9) d3^ du3 3 (cPfldU^R (П.3.12) или '21 0 (П.3.13) Учитывая (П.3.8) и (П.3.13), получим параметр характеристики нелиней- ности выходного тока третьего порядка в виде | _'^Kio_„ (^о)2^ 1____1____ 1 pv w ~ Y„ ~ L У,1 , У21 о (1 + ^i O-R) J (1 + Y2i О/?)8 (П.3.14) Видно, что при отрицательной связ'и по току характер зависимости пара- метра ря in от сопротивления резистора R определяется знаком.второй произ- водной крутизны Y"tia в рабочей точке. При У"21 о<0 зависимость рп ш от R монотонная. С увеличением R пара- метр нелинейности рн ш уменьшается, стремясь к нулю при R->-oo. При У'2ю>0 13Т зависимость рн in от R немонотонная. Существует величина (У21о^?)опт, обеспе- чивающая нулевое значение параметра нелинейности ри ш. Эту величину (УщаК)оат определим, приравнивая нулю (П.3.14). Получим (к"0/?)опт = Гз^у ^/!" у 1 1 • (п•з•15) ["^'210/ /^lo'aioJ—1 При отклонении YsmR от. указанного значения, особенно при (Y^R) <~ <(Y2iiiR)am, параметр нелинейности рн ш резко увеличивается. Это обстоятель- ство определяет существенную зависимость уровня нелинейных искажений третьего порядка от режима УП. Для практики предпочтительнее УцоР'^>1. При этом уровень нелинейных искажений, обусловленных нелинейностями как третьего, так и второго поряд- ка, оказывается малым. Обратим внимание на то, что при некотором значении (У2ю^)>Л |рнш| довольно быстро убывает с увеличением Y^ioR, характеризующего глубину от- рицательной обратной связи. Можно показать, что |рнш|таж, соответствующая абсциссе А= =[Y"2ioYw+(Y'^V]/[3(Y'^-Y"^Y^], равна I Y' \2 I \PnШ\ma.=(-y2l±) /^[(^о)2 + ^1 0 Y.i ,] / [3 ( У^ о)2 - \ - 21 0 / / v" v il5 — ' 21 0 " 21 oJ/ • Из (П.3.14) также следует, что выбор режима, при котором У^ю/^ю^О, не устраняет нелинейных искажений третьего порядка. В этом режиме уровень искажений третьего порядка определяется вторым слагаемым (П.3.14). Применим полученные соотношения для расчета параметров нелинейности УП при отрицательной обратной связи и различных видов функций, аппрокси- мирующих характеристику выходного тока. Аппроксимация характеристик степенным полиномом i2=ao+a^Usf+a2U2ш+aзU!iвs. Параметр характеристики нелинейности второго порядка определим сог- ласно соотношению: '•"-^(Т^- ""•"•' При большой глубине ООС (ai^S>l) p^^w2aa/c^R*. (П.3.17) Параметр нелинейности третьего порядка Гбд, 12а2^ 1 1 p,,,=\-s--———2—————-——. (П.3.18) аш L Of °i(l+ai^)J (1+ai^)3 При большой глубине ООС (aiJ?S>l) получим />„„iw6(fl3ai-2aj)/af/?3. (П.3.19) Результаты расчета параметров нелинейности для других аналитических представлений характеристик выходного тока УП сведены в табл. П.З, приве- денную ниже. 138 П.3.2. Экспериментальное определение параметров нелинейности Методы измерения характеристик нелинейности УП можно разделить на две группы: косвенные и прямые. Косвенные методы основаны на измерении уровня продуктов нелинейных искажений, таких, например, как высших гар- моник выходного тока при действии гармонического напряжения на входе при- бора [25], коэффициента перекрестной модуляции [26], двухсигнального клир- фактора [20] и др. Полагая справедливой известную теоретическую связь из- меренных продуктов с параметрами нелинейности, определяются сами пара- метры. Прямые методы основаны на непосредственном измерении параметров нелинейности с применением принципов характериографа. П.3.3. Результаты измерения параметров нелинейности усилительных приборов и интегральных микросхем По результатам измерений, проведенных некоторыми авторами [20, 25, 26] н в лаборатории ЛЭИС, можно привести некоторые обобщенные усредненные данные. Для электронных приемно-усилительных ламп типичным является изменение знака параметра нелинейности третьего порядка pa in вблизи оптимального значения смещения на управляющей сетке Eg опт, где значение этого параметра проходит через нуль. При изменении смещения в пределах от —0,5 В до —3,5 В pnin^l-B-2. Для электронных ламп с удлиненной характеристикой (например, 6К4П) эта область увеличивается примерно в 2 раза. Такие же величины рн ш характерны для полевых транзисторов КП301, КП305, КП306, КПЮЗ, 2П350, 2П902, 2ПЗОЗ, результаты измерения которых представлены в работе В. Н. Голубева [20]. Биполярные транзисторы и интегральные микросхемы на биполярных тран- зисторах без отрицательной обратной связи в области, где коэффициент уси- ления то.ка а = const. характеризуются следующими данными: кремниевые транзисторы 'Рп II = ^l/^i = а = 30 В-1 , р„ „, = Y"^IY^ = ^ = 900 В-2 ; германиевые транзисторы Рн И = а = 40 в-1 • Рн ш = а2 =1600 В-2; емкостные преобразующие приборы [27] (варикапы): с плавным переходом pHii=C'^i/C„i=-[l, (3)/Уо] В-*, pain=C"mi/C^= [3,1/СА,] В-2; с резким переходом рнп=—[1,5/Уо] В-1, рн111=[3,7/У2о] В-2, где [/o=cpo+?o—исходное смещение на запертом р-п-переходе, В; Ео—внеш- нее смещение, подводимое от источника питания. Применение УП в режиме преобразования частоты определяет изменение параметра нелинейности. Как показано в [20], дифференциальные параметры нелинейности преобразующих приборов, обладающих сильной зависимостью ps от режима, отличаются от рн в усилительном режиме в большей степени по сравнению с приборами, имеющими слабую зависимость рн от режима. При сильной зависимости рн от режима необходимо экспериментальное определе- ние этих параметров в конкретных условиях применения. 140 Заключение Оптимизация высокочастотного тракта приемника с учетом со- временной электромагнитной обстановки должна быть основана на количественной оценке нелинейных взаимодействий сигнала и помех в тракте. Эта оценка возможна лишь при наличии данных о параметрах нелинейности УП. ^Автор надеется, что приведенные обобщенные параметры нели- нейности УП и конструктивный подход к оценке тракта на основе введенного коэффициента ошибок в 'приеме сообщений 'будут спо- собствовать 'прогрессу в решении задачи создания оптимальных высокочастотных трактов приемников, работающих в реальной электромагнитной обстановке. Список литературы 1. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднаме- ренные помехи. Вып. 1. М.: Сов. радио, 1977. 2. Документы Х пленарной ассамблеи МК.КР. Т. 1, Рекомендация 328 М.: Связь, 1964. 3. Общесоюзные нормы на ширину полосы радиочастот и внеполосные спект- ры излучений радиопередающих устройств гражданского назначения. М.: Связь, 1976. В надзаг.: Гос. комиссия по радиочастотам СССР. 4. Мидлтон Д. Введение в статистическую теорию связи: Пер. с англ./Под ред. Б. Р. Левина. М.: Сов. радио, 1961. 5. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. М.: Сов. радио, 1966. 6. Котельников В. А. Теория потенциальной помехоустойчивости. М.: Гос- энергоиздат, 1956. 7. Комарович В. Ф., Сосунов В. Н. Случайные радиопомехи и надежность KB связи. М.: Связь, 1977. 8. Гиллемин Е. А. Синтез пассивных цепей: Пер. с англ./Под ред. М М Айзи- нова. М.: Связь, 1970. 9. Калахан Д. А. Современный синтез цепей: Пер. с англ./Под ред М. Ф. Ильинского. М.—Л.: Энергия, 1966. 10. Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 11. Воде Г. В. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью- Пер. с англ. М.: Изд-во иностр. лит., 1948. 12. Маркушевич А. И. Краткий курс теории аналитических функций. М.: Нау- ка, 1966. 13. Палшков В. В. К вопросу об оценке явления блокирования в усилительных каскадах радиоприемных устройств. — В кн.: Техника средств связи серия ТРПА. М., 1977, вып. 1. ' 14. Джильберт. Новый метод широкополосного усиления. — Зарубежная ра- диоэлектроника, 1969, № 11. 15. Гармоническая линеаризация в нелинейных системах автоматического ре- гулирования/Под ред. Ю. И. Топчеева. М.: Машиностроение, 1970. 16. Палшков В. В. К вопросу о нелинейных искажениях сигнала усилительны- ми устройствами. Материалы НТК ЛЭИС. Л: Изд. ЛЭИС, 1969. 17. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. М.: Связь, 1965. 18. Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М.: Связь, 1969. 141 19. Бокк О. Ф. Предельные возможности линеаризации усилителей радиочас- тоты.—Радиотехника, 1976, т. 31, № 6. 20 Голубев В. Н. Эффективная избирательность радиоприемных устройств. М ^ ' Связь, 1978. 21. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. М.: Связь, 1975. 22. Кловский Д. Д. Передача дискретных сообщений по радиоканалам. М.; Связь, 1969. 23. Крылов Н. Н. Электрические процессы в нелинейных элементах радиопри- емников. М.: Связьиздат, 1949. 24. Богданович Б. М. Основы теории и расчета малосигнальных электронных усилителей с контролируемыми нелинейными искажениями. Минск: Выс- шая школа, 1974. 25. Слепян Л. Б. Преобразование частоты и преобразовательные лампы, М,: Связьиздат, 1939. 26. Макаров О. В., Малюгина Т. М. Характеристики нелинейности приемно- усилительных ламп. — Радиотехника, 1966, № 6. 27. Палшков В. В. Емкостные преобразователи частоты. Л.: Изд. ЛЭИС, 1979'. 28. Чистяков Н. И. Радиоприемные устройства. М.: Сов, радио, 1.978. ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие ................. 3 1. Введение ................. 4 -2. Структура высокочастотных трактов радиоприемных устройств и тре- бования к характеристике избирательности идеального радиоприемника 6 .2.1. Структура высокочастотного тракта ......... 6 2.2. Требования к характеристикам избирательности высокочастотного тракта . . . .............. 8 .2.3. Характеристика селективности ВЧ тракта приемника, частично ре- шающего задачу оптимальной обработки сигнала на фоне радиопомех 29 2.4. Совместимость требований к амплитудно-частотной и фазочастотной характеристикам . . . ........... 33 2.5. Структура селективных цепей оптимального ВЧ тракта приемника 42 3. Анализ нелинейного взаимодействия сигнала и помех в высокочастот- ном тракте радиоприемника . . .......... 47 3.1. Нелинейные искажения сигнала безынерционяым усилительным уст- ройством . . . . ............. 48 3.2. Нелинейные искажения сигнала в селективных усилителях ... 53 3.3. Методы улучшения характеристик нелинейности селективного каскада 90 3.4. Шумовые характеристики селективного тракта с компенсацией про- дуктов нелинейного взаимодействия сигнала и помех .... 94 3.5. Параметры нелинейности УП при сильных сигналах ..... 98 4. Характеристики ЭМС многокаскадных селективных трактов . . . 105 4.1. Амплитудная характеристика тракта ......... 106 4.2. Блокирование . . . ............ 110 4.3. Взаимная модуляция . . ........... 117 4.4. Перекрестная модуляция . . .......... 120 4.5. Оптимизация распределения усилительных и селективных элементов тракта . . . . .............. 123 .Приложение 1. Зависимость коэффициента ошибок от уровня сосредото- ченной помехи Un вх в соседнем канале ........ 132 Приложение 2. Методы измерения коэффициента ошибок . . . . . 133 Приложение 3. Определение параметров нелинейности усилительных при- боров . . . . .............. 136 Заключение . . . .............. 141 Список литературы . . . ............ 141 Виталий Владимирович Палшков ОПТИМАЛЬНЫЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ТРАКТЫ: РАДИОПРИЕМНИКОВ Отв. редактор Г. М. Крылов Редактор Л. И.Венгренюк Художник Л. В. Б р ы л е в Художественный редактор А. А. Данилин Технический редактор Г. И. Колосова Корректор Т. Г. Захарова ИБ № 671 Сдано в набор 27.10.80 г. Подп. в печ. 24.12.80 г. Т-22155 формат 60Х90'/]б Бумага тип. № 1 Гарнитура литературная Печать высокая Усл. печ. л. 9,0 Уч.-изд. л. 9,01 Тираж 3300 экз. Изд. № 18562 Зак. № 205 Цена 1 р. 40 к. Издательство «Радио и связь». Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д. 2 Типо1рафия издательства «Радио и связь» Госкомиздата СССР Москва 101000, ул. Кирова, д. 40