ББК 32.849 Б73 УДК 621.396.62 Богданович Б.М. Б73 Радиоприемные устройства с большим динамиче- ским диапазоном. — М.: Радио и связь, 1984. — 176 с., ил. 60 к. Последовательно изложены теория, принципы построения, основы схемотехники, а также методы проектирования радиоприемников, работаю- щих в условиях относительно больших изменений уровней входных сиг- налов и помех. Рассмотрены факторы, определяющие важнейший параметр таких радиоприемников — динамический диапазон. Изложены принципы оптимизации и адаптации трактов по критерию динамического диапазона. Приведены примеры соответствующих структурных и схемотехнических решений. Для инженеров, занимающихся разработкой и эксплуатацией радио-' приемной и усилительной аппаратуры. 2402020000-102 ^ ^ 046(01)-84 ББК 32.849 6Ф2.12 РЕЦЕНЗЕНТ доктор техн. наук В. А. ЛЕВИН Редакция литературы по радиотехнике Борис Михайлович Богданович РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА С БОЛЬШИМ ДИНАМИЧЕСКИМ ДИАПАЗОНОМ Редактор Л. И. Венгрешок Художественный редактор Л. Н. Сильянов Художник Л. В. Брылев Технический редактор А. Н. Золотарева Корректор Г. Г. Казакова ИБ № 927 Сдано в набор 4.10.83 г. Подписано в печать 27.02.84 г. Т-06639 Формат 60Х90/16 Бумага тип. № 3 Гарнитура литературная Печать высокая Усл. печ. л. 11,0 Усл. кр.-отт. 11,25 Уч.-изд. л. 11,гл Тираж 20000 экз. Изд. №. 19778 Зак. №- 111 Цена 60 к. Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693 Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат» 101000 Москва, ул. Кирова, д. 40 © Издательство <Радио и связь», 198-1 ПРЕДИСЛОВИЕ Важнейшей интегральной характеристикой радиоприемного устройства (РПУ) является динамический диапазон (ДД), кото- рый связан, с одной стороны, с чувствительностью тракта, с дру- гой стороны, с проявлением его нелинейных свойств. Под динами- .ческим диапазоном понимают отношение граничных уровней вход- ных воздействий, характерных для приема данного вида излуче- ния, в пределах которых обеспечивается, допустимая потеря ин- формации, содержащейся в принимаемом полезном сигнале. Он определяет основные параметры РПУ—эффективную чувствитель- нось и эффективную избирательность, а также такие параметры систем, в состав которых' входит РПУ, как точность воспроизведе- ния сигналов, разрешающую и пропускную способности, электро- магнитную совместимость и т. д. Если на первых этапах развития техники радиоприема требо- вания к ДД были второстепенными, то на современном этапе их значение возрастает с каждым годом. Это объясняется, во-первых, тенденцией повышения качества радиоприема, во-вторых, сущест- венным усложнением электромагнитной обстановки (ЭМО). По- следнее связано с ростом энергетического уровня всевозможных помех, а также с увеличением их числа и видов. Для многих ра- диосредств характерна также устойчивая тенденция к комплекси- рованию радиопередающей и радиоприемной аппаратуры, разме- щаемой на ограниченных площадях (борт судна, самолета, раке- ты и т. д.) или работающей от общих антенных устройств (при- емно-передающие комплексы).. В результате относительное изменение уровней помех и полез- ных сигналов на входе радиоприемников в обычных условиях ра- боты, т. е. ДД входных воздействий, может составлять 90—100 дБ. При работе радиосредств в условиях экстремальной ЭМО он до- стигает 140—160 дБ и более, при этом помехи на входе РПУ изме- ряют единицами—десятками вольт. В таких условиях прием си- гналов с заданным качеством не всегда возможен. Поэтому актуальнейшей задачей радиоприемной техники яв- ляется задача расширения ДД РПУ и приведения его в соответст- вие с ДД входных воздействий в условиях реальной ЭМО. Расши- рение ДД в самые последние годы приобрело еще один важный аспект — технологический, так как оно облегчает требования к избирательным системам РПУ до тракта основной избирательно- сти. В результате станет возможным создание РПУ с высоким качеством приема без плавной перестройки преселектора. Это поз- врлит упростить согласование тракта приема с системами частот- ного и программного управления на основе синтезаторов частоты и микропроцессов, сделает возможным достижение высоких, в том числе престижных, значений избирательности по побочным кана- лам, требования к которой постоянно возрастают, и т. д. Опыт соз- дания РПУ с большим динамическим диапазоном показал, что на этой основе возможна полная интеграция радиоприемного трак- з та, например многодиапазонного радиовещательного приемника высокого класса, а также практически полное исключение настро- ечных операций при его производстве. Таким образом, расширение ДД может обеспечить существенное повышение производительно- сти труда на предприятиях массового производства радиоприем- ных устройств. К важнейшим задачам, позволяющим решить вопросы расши- рения ДД, следует отнести следующие: ; изучение физических процессов, определяющих динамический j диапазон «сверху» и «снизу»; создание теории, удобных методов проектирования радиоприем- ных трактов и отдельных звеньев (каскадов, законченных функ- циональных блоков) с высокой линейностью; разработку принципов построения различных радиоприемных трактов и их оптимизацию по критерию динамического диапазона; разработку эффективных схемотехнических решений; изучение предельных возможностей трактов и звеньев с боль- шим динамическим диапазоном, а также определение новых пер- спективных путей их совершенствования. Состояние дел на сегодняшний день по названным задачам от- лажено в разрозненных публикациях в периодической печати или в виде разделов в отдельных книгах, не посвященных специально исследованию динамического диапазона радиоприемников и име- ющих различный научный и технический уровень. Кроме того, не- которые актуальные вопросы до настоящего времени вообще не нашли достаточно полного отражения в литературе, например: оп- тимизация различных структур трактов по критерию динамическо- го диапазона в условиях дополнительных ограничений, методы по- вышения линейности на основе структурных и инвариантных свойств трактов, адаптация РПУ в присутствии сигнала и помех по критерию динамического диапазона, принципы построения и схе- мотехническое обеспечение перспективных технологичных радио- приемников с неперестраиваемым преселектором и др. Цель книги — обобщить известные разрозненные публикации о методах расчета и принципах построения радиоприемных трактов с большим динамическим диапазоном, ознакомить специалистов по радио- и электросвязи с новейшими разработками и исследова- ниями по существу проблемы, с эффективными схемотехническими решениями, а также изложить результаты работ автора. В книге предполагается сбалансированно сочетать схемотехни- ческий и системотехнический подходы, что позволит наиболее пол- но осветить предмет изложения. Хотя приведенные в книге приме- ры касаются в основном техники радиосвязи и радиовещания, од- нако область приложения результатов может быть расширена. Автор выражает благодарность Л. С. Бачило, Л. А. Глобусу за помощь при написании § 3.4, 3.5 и гл. 4. Автор примет с благодарностью замечания читателей, которые следует направлять в издательство «Радио и связь» по адресу: .101000 Москва, Почтамт, а/я 693. 4 Глава 1 ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ 1.1. ВОЗДЕЙСТВИЕ СИГНАЛОВ И ПОМЕХ НА ГЛАВНЫЙ ТРАКТ ПРИЕМА ХАРАКТЕРИСТИКИ СИГНАЛОВ И ПОМЕХ РАДИОПРИЕМУ В общем случае в полном групповом сигна- ле действующем на входе РПУ, содержатся следующие компонен- ты [3]: сосредоточенные по спектру (сокращенно-сосредоточенные или квазигармонические); сосредоточенные по времени (квазиимпульсные); флуктуационные. Сосредоточенные помехи. Компонента сосредоточенных по спек- тру помех может быть представлена как совокупность (сумма) уз- кополосных, обычно некоррелированных квазигармонических сиг- налов и, (t) =^Ut(t) cos [2 л /о^+9(0], i==i (1.11 где Ui(t) и Qi(t) —огибающая и начальная фаза f-го узкополосно- го сигнала; foi—средняя частота t'-ro сигнала. Характерным примером сосредоточенной помехи является стан- ционная помеха, создаваемая внеполосным для данного РПУ сигналом всех остальных радиостанций, учитываемые число и уровни которых определяются их влиянием на поражение приема. Сосредоточенную помеху характеризуют с помощью усредненных энергетических и статистических характеристик. В условиях относительно спокойной электромагнитной обста- новки, например на выделенных приемных центрах, удаленных от радиопередатчиков, компоненту сосредоточенной помехи можно рассматривать как широкополосный стационарный нормальный случайный процесс Uc(t) с нулевым средним значением Ыс(0=0 и нормированной мощностью u^cW- Если среди г помех присутствуют отдельные превуалирующие' по мощности помехи, то свойства стационарности и нормальности суммарного процесса нарушаются. Тогда он может быть представ- лен суммой единичных мощных помех и совокупности остальных колебаний, которые в первом приближении образуют также нор- мальный случайный процесс. К вероятностным характеристикам сосредоточенной помехи от- носятся: математическое ожидание (среднее значение) числа по- 5 мех, действующих в определенной полосе частот; вероятность по- явления помехи в одном частотном канале Рщ; характеристика рас- пределения уровней отдельных квазигармонических составляющих в (1.1). Ниже для примера приведены характеристики станционных по- мех в диапазоне декаметровых и более длинных волн для двух случаев: магистральной радиосвязи [3,5] и радиовещания [14]. Для радиосвязи на декаметровых волнах распределение уров- ней станционной помехи в полосе AOi 1—3 кГц может быть в пер- вом приближении принято как подчиняющееся нормально-лога- рифмическому распределению или закону с функцией, дБ-мкВ: дифференциальной Ige ,,,, Г (^—^i)2 к У 2 п (TI ехр 2о W (x) = (t—му 2ст? интегральной JCXp dt, F(x)= где М\ — среднее значение уровней помехи, дБ-мкВ; а2! — их дис- персия, дБ. Иногда (1.3) записывают в виде ^(")=——— 5 ехр [-^/2]^, (1.4) где и=(х—Ali)/ai, или (1.2) (1.3) деления уровней одной станционной помехи в первом приближении может быть принята как подчиняющаяся композиционному зако- ну [14, 18]: W (х) = (1 -pJ W (x\ + p^W (x)^ со средним значением Е= (1—рм)Ед+раЕм, где рм— среднее зна- чение отношения числа местных станций N» к общему числу учи- тываемых; Ец, Еы, W(x)n, W(x)u—среднее значение и функции распределения уровней помехи от дальних и местных станций со- ответственно. Композиция двух законов—экспоненциального для дальних и равномерного для местных радиостанций—дает хорошее прибли- жение для радиовещательного приема в условиях большого горо- да [14]. Дифференциальная функция распределения уровней в полосе А01=9—10кГц - W (x) = (1 -p^) [ka, e-'V + (1 -k) ^ e-V] + '0, x<:Ei; +/?м W—^i)- EiЕч, где dc, On, k—коэффициенты; Е\ и Еч—соответственно нижняя и верхняя границы напряженности поля помех от местных станций, усредненные значения которых приведены в табл. 1.1, где п— плотность распределения станций по частоте. Интегральная функция распределения (1.6) (1.5) где Ф(ы)=2/"1/ЗДехр(-^/2)^[11]. о В случае радиовещательного приема на дека-, гекто- и кило- метровых волнах в условиях большого города необходимо учесть как слабые сигналы дальних радиостанций, так и относительно мощные сигналы местных, радиостанций. Поэтому функция распре- F (x)= (l-p^)[k(l - е-^ ^+(1-^)(1 e-V)] 4- ~0 x (1.7): 0 x>Es. -••у Таблица 1.1 параметра для канала Значение зеркального дополнительного Параметр. единица измерения полезного сигнала соседнего ДВ 1 СВ KB ДВ ев 1 KB ДВ 1 СВ 1 KB ДВ СВ KB ДВ СВ KB 2 fe.' - 2 1 2 ) ,т г- 2 2 2 Яс, [мВ/М'1-1 Оп, [мВ/М')-1 k 2 2 2 2 0,9 0,2 2 1,33 0,18 2 1,28 0,25 0,39 0,45 5 9,6 0 5 9,6 0 2,77 —0,06 —— '—' 0,6 0,2 5 0,52 0,57 5 1.1 -0,165 5 EI, мВ/м Es, мВ/м 5 200 5 125 5 50 5 200 5125 — 30 0,063 2 20 0,014 0 0 W1 200 0,25 125 0,167 30 0,06 РмN» 0,08 2 0,05 6 0,018 3 0,125 0,083 0 2,48 2 0,21 0 0,1 0 0,4 0,1 0^1 6 26,7 12 11.7 20 2,7 Е, мВ/м 9 А ) 13,8 6,05 0,76 100 100 100 10 100 100 — — га, 1/МГц 100 ил) 100 „... - т Следует отметить, что, в отличие от модели, принятой выше для случая радиосвязи, осуществлена дифференциация в оценке харак- теристик помех, действующих на радиовещательный приемник по различным каналам [14]. Квазиимпульсные и флуктуационные помехи. Благодаря изби- рательным цепям РПУ часть импульсной помехи преобразуется во флуктуационную, другая часть проявляется обычным способом в виде скважно действующей помехи импульсного характера [З]. В результате преобразования импульсной помехи возрастает уро- вень суммарной флуктуационной помехи, приведенной ко входу РПУ, так что в диапазоне декаметровых и тем более длинных волн он практически может быть обусловлен не внутренними, а внешни- ми источниками помех (атмосферными, космическими, индустри- альными и др.). Последнее иллюстрируется рис. 1.1, где приведены усредненные характеристики уровней различных видов помех Е в диапазоне 0,15—30 МГц для основной территории Советского Союза (действующая высота антенны йд== 1 м, полоса пропуска- ния РПУ ЙАс==10 кГц): зависимости 1 и 2 для атмосферных по- мех соответственно в дневное и ночное время; 3—космических по- мех; 4,5—индустриальных помех соответственно в городской, и сельской местности. Флуктуационные шумы удобно характеризовать средним энер- гетическим уровнем, приведенным ко входу РПУ Еш. Тогда ин- тегральная функция распределения вероятностей этого источника помех Г0,^<^; .1, х>^_. (1.§) Иногда для внешних источников флуктуационных помех приво- дятся функции распределения вероятностей (см., например, для ат- мосферных помех в [5]). ^.мкв Рис. 1.1. Усредненные частотные характеристи- ки помех радиоприема в диапазоне. 0,15—30 МГц улр2 вых ^np3>-nn DLl Рис. 1.2. Пример структурной модели ГТП МОДЕЛИ ГЛАВНОГО ТРАКТА ПРИЕМА И ИХ СИСТЕМНЫЕ ПАРАМЕТРЫ Главный тракт приема (ГТП) [5] может замещаться двумя ви- дами моделей, адекватных происходящим в нем физическим явле- ниям: схемными и системными. Второй подход к моделированию— системный—основан'на укрупненном описании обобщенной струк- туры тракта, характеризуемой с помощью системных параметров. Существуют два вида системных обобщенных моделей ГТП — структурные и функциональные. Структурные модели. Отображают с той или иной подроб- ностью само построение тракта. Примером такой модели является модель ГТП [5,8] (рис. 1.2), где /—тракт предварительного усиле- ния и избирательности; 2 — трансформации частоты сигнала; 8 — основной избирательности; 4—основного усиления; 5—регулиров- ки избирательности; 6—регулировки усиления; 7—регулировки частоты настройки ГТП; 8 — стабилизации частоты. > 7 2 HZH Рис. 1.3. Упрощенная струк- турная модель ГТП Используемые на практике структурные модели могут быть раз- ной степени сложности в зависимости от решения конкретной за- дачи. Так, например, объединяя от- дельные звенья на рис. 1.2 и исклю- " у'"-"' чая некоторые подробности, прихо- дим к удобной в анализе упрощен- ной структуре (рис. 1.3, где 1 —ши- рокополосный линейный тракт; 2 — нелинейно-параметрический тракт, —,-.-„—------ ,-—д-.-.___^ ._ ^ отображающий функции усиления и преобразования частоты; 3 — узкополосный линейный тракт (тракт основной избирательности). Описание структурных моделей вида рис. 1.2, 1.3 зависит от характера их звеньев. Наиболее удобные описания звеньев в си- стеме основаны на использовании операторов передачи (сокра- щенно операторов), устанавливающих связь входного воздействия х и отклика на него у в явном виде. Различают операторы вида функций и вида функционалов. Для операторов вида функций y=L[x(t)] (1.9) каждому значению x(t) в данный момент времени t соответствует определенное значение у (t) в тот же момент времени. Эти опера- торы описывают поведение резистивных трактов, именуемых иног- да трактами без «памяти». Для операторов вида функционала значение у (t) определяется значением x(t) не только в момент t, но и в отдельном прошлом Для всех T^t, т. е. y(t)^L{x(r),t}^- (1.10), Такой оператор описывает поведение трактов с нелинейностью комплексного характера, именуемых иногда трактами с «памя- тью». Часто отклик тракта определяется л: (т) на конечном времен- 9 ном интервале т^Г, где Т именуется «памятью» системы. В это! случае поведение тракта не зависит от начальных условий, а трак ты называют трактами с ограниченной «памятью». Для звеньев, которые могут условно ^считаться линейными удобны следующие описания. Для идеализированных линейны: звеньев [5] модуль комплексного коэффициента передачи l^),.J^°n==й)п>(о„+Л(о/2, где ©о, (дс, (i)n — частоты настройки избирательной цепи звена, сиг нала и помехи; для реальных линейных звеньев комплексный коэф фициент передачи /C(ja) ==Л'(е»)Хехр[]'(р((в)]. При системном ана лизе структурных моделей ГТП широко применяются различны» аппроксимации АЧХ для К('}ш), в том числе вида кусочно-линей ных зависимостей [4, 5, 38]. Для нелинейных звеньев структурных схем на рис. 1.2, 1.3 ис пользуются следующие виды моделей; полиномиальная, на основа функционала оператора передачи, пороговая, на основе нелиней- ного комплексного коэффициента передачи и др. Полиномиальная модель использует описание оператора «вход- выход» в виде соответствующего полинома. Наиболее часто при меняют степенной ряд у=Уо+2!^, (1.12: >=1 где Ki(Ki, Ks-i Кз, ...) —коэффициенты ряда (линейный, квадратич- ный, кубичный и т. д.). На практике часто применяют разновидность разложения (1.12) в виде ряда Тэйлора, для которого K\=f'{xo), К2==Г(хо)/2\, Кз==Г'(хо)/3\, ..., Ki^f^Hxo)/^, где ^о—точка функции (1.12), от- носительно которой осуществляется разложение. Для анализа ГТП используется аппроксимация функции (1.9) в виде [22, 23] п г/==Ло^+3 (Л; sin ос, я л:+5, cos р, л л:) (1.13) t=i •- \ для усилительных звеньев или в виде {"' 1 У = •BOI— S №-1 cos p,i л (х + У) + Лц sin »п л (х +у)]\— «=i J ' j —{^оз—З lBitCos^n(x—y)+A^sino!,^n(x—y)]\ (1.14) I (=1 j для частотно-преобразовательных звеньев, где Л, и 5,—парамет- ры; х—нормированное входное воздействие; у—нормированное напряжение гетеродина, в общем случае включающее в себя шумы и паразитные дискретные составляющие. •Ю Для случая приема в условиях вынесенного приемного центра (1 13) можно ограничиться первыми двумя членами и считать: До==1, Л1=1/я, cxi==l, Л,=0 при i>l, Bi=0. Тогда (1.13) преоб- разуется к виду у wx+(l/n)sir\nx, \x\s^ 1,2. В указанных выше условиях в (1.14) достаточно ограничиться щ:=?г2==1. Для симметричного смесителя Boi=Boz, Вц==Вг2, Ai\= =,^^=0, Boi=-Bo2==5n==5i2==l и B,i==B<2=0 для i>l. М-одель на основе функционала использует описание оператора «вход—выход» в виде функционального ряда, например Вольтерра (ряд В.) [25-30]. Ряд В. представляет собой обобщение интеграла Дюамеля на случай нелинейной инерционной (динамической) цепи, причем каждый из членов ряда имеет вид интеграла п-мерной свертки входного сигнала и ядра: у (О =+f К (т) х (t—т:) d х + +^ К (TI, Та) х (f—Ti) х (t—^) d ^ d T,+ !—00 —00 +»> + J 11 Я (Ti, Тг, Тз) л: (< — т^ л: (^ — Та) л-(f — Tg) d Ti d Та d Тз + .• •. —ее "+П+м•l^тl•'r2•••••'I:'^)П^-т,)dт,+..., (1.15) ——00 t=l где К(х\, -та, .-, Tfe)—функции, которые характеризуют свойства тракта и называются ядрами функционала или ряда В.: K(t\) — линейное или 1-го порядка; К.(т:\, Та) —квадратичное или 2-го по- рядка; /С(т1, TZ, тз)—кубичное или 3-го порядка и т. д. Функции /С(т1, Т2, ..., тд) иногда называют импульсными пере- ходными функциями k-ro порядка многих переменных TI, T2, .., Тд (многомерными импульсными переходными функциями). Для трактов с конечной «памятью» Т и контролируемой ошиб- кой ряд В. можно представить в виде конечной суммы: т Т h i /^)=И.°°. J ^i, ^ - , th) П е""1 ''dti, [ ——00 f=l позволяет получить изображение отклика У (pi, pz, ••; Ph} при вве- дении в (1.16) новых переменных t^, ts, ..., tii- Тогда в соответствии со свойством изображения и-мерной свертки [28] Y(P^p2,-,Ph)=J] K(p„p„...,ph)f[fГpi'idfi, (1.17) П=1 t=l 11 где ^(/^...,^)=jJ.:J2 K(r„r„...,^){l^d^ (Us -00 „=1 ^ f- изображение ядра k-го порядка Обратное преобразование f(t„ t„ ..., ^) ^f(^, ^ .,., ^^ ^ y(^l/(2nj)^f:.Jy(^ ^..., p^-^dp„ (I i9 ES"?--;'^^^^ ?;;;"." д"„- вип0"0006^^""3 ^Р6^704^ характеристик звеньев и всего тракта , ^ =^ ^^^^^^ траЙаТв^е"0'"6 использует описание связи «вход-выход. Г Кх, -E^x(f)^E„ y~\ Y„ x(t}>E„ (1.20) L—^o> ~Eo-^>x(t), ^нияТтГЙТТ? ^^Ф114116117- ^--к называемый порог ме полТ^ле^^^п^^^^^ -00..^ пе^ пред. 1. Входное колебание-квазигармоническое, т. е. ^(^)=-=X(<)cos[tu^+(p(<)], /^^ r^X(t), ^t) -зависящие от времени амплитуда и фаза колеба- 12 I •о 1 1 I bQ 1эп>/зд/гпс/ -UJSMVdVU -ОНПдН -Пи-дН sag 5 " s 13 никающих вследствие нелинейных процессов в тракте. Это услови эквивалентно условию узкополосного тракта П^/о, где П—поле са пропускания тракта; fo—его средняя частота. 3. В полосе частот, занимаемой спектром 1-й гармоники (1.21) АЧХ тракта равномерна, ФЧХ линейна, а полоса пропускания oi раничена, что обеспечивает подавление всех гармоник, кроме пер вой. Таким образом, в основу модели тракта положена гипотез: инерционности его по отношению к несущему колебанию и безы нерционности к его огибающей и фазе. С учетом указанных допущений отклик y(t)=Y(t)cos[Qt+Q(t)], где Y(t)=Y[X(t)]: 9(/)=(р(0+^(0,^)=^[Х(0]. Зависимости У[^(/)] и •ф[А'(^)] называют соответственно ампли тудной (АХ) и фазо-амплитудной (ФАХ) характеристиками трак та. Совместное описание АХ и ФАХ достигается с помощью ком плексной АХ У(Х)=У[Х]ехр(-]^[Х]) и комплексного нелинейного коэффициента передачи K(t)^K[X(t)}. Вопросы применения этого вида модели к анализу ГТП рас- смотрены в [5]. К другим моделям относятся менее распространенные в систем- ном анализе ГТП модели, широко, однако, применяемые в теории нелинейных электрических и радиоцепей, например на основе ин- тегродифференциального уравнения, обычно использующие описа- ние связи «вход—выход» в неявной форме, и т. д. Функциональные модели. Отображают основные функции ГТП, связанные с прохождением через него полезного сигнала, а также поражение его помехами и шумами. Примером удобной функцио- нальной модели ГТП является модель, приведенная на рис. 1.5. Она отражает: прохождение полезного сигнала (основной канал) Ее, а также помех. Ел, на частотах повышенной восприимчивости ГТП, обуслов- ленной недостаточной линейной избирательностью по соседнему (с. к.), зеркальному (з. к.), прямому (п. к.), дополнительным (д.; к.) каналам приема; | нелинейное поражение ГТП из-за различных нелинейных эф-1 фектов: перекрестных искажений (п) и блокирования (б), а так-j же интермодуляционных искажений различных видов tui±u)2 (ин- декс 11), 2(oi±(i)2 (21), ©i+o)2—из (111), ..., iwi±jатному преобразованию шумов гетеродина при действии входной юмехи с уровнем ?o6p (см. ниже §1.2). функциональные модели вида рис. 1.5 могут быть использо- 1аны для получения как энергетического, так и статистического титериев качества ГТП. Энергетический критерий оценивает из- менение энергии сигнала и помехи в процессе их прохождения че- эез тракт. Детерминированная передаточная характеристика может быть представлена функцией (1.9) или функционалом (1.10). Статистическая (вероятностная) передаточная характеристика Функциональной модели ГТП—это оператор преобразования фун- кции распределения вероятностей уровней помехи на входе РПУ в вероятность случайного события Л на его выходе, определяюще- го прием полезного сигнала с заданным качеством или его пора- жение [5]. Функционал статистической модели ГТП описывает по- следовательность операций, с.помощью которых при известных ха- рактеристиках ЭМО на входе РПУ определяется вероятность при- ема или поражения. Статистические подходы к моделированию ГТП ориентированы на получение статистических критериев ка- чества, о чем подробно изложено в § 1.2, 1.3. Как следует из рис. 1.5, звенья функциональной модели описы- ваются следующими параметрами: .для основного канала: полосой пропускания, практически рав- ной полосе пропускания тракта основной избирательности (ТОЙ) ГТП Лис, и уровнем шумов Ешо в той же полосе, приведенных ко входу ГТП; для линейных каналов: частотой помехи и степенью ее подав- ления относительно полезного сигнала, количественно характери- зуемой в РПУ избирательностью Зг при минимальном уровне поме- хи на входе соответствующего канала Eni, приводящей к недопу- стимому отношению С/П ТОЙ для данного вида излучения: Uni^E^/S,; (1.22) для нелинейных и нелинейно-параметрических каналов: поло- сой частот преселектора ГТП Айп, в пределах которой надо учиты- вать групповой сигнал, порождающий нелинейный эффект опреде- ленного вида, и минимальным входным уровнем помехи Енг, при- водящей к недопустимому поражению сигнала помехой,' или отно- шением С/П в ТОЙ. Выходным параметром функциональной модели рис. 1.5,0 зави- симости от критериев оценки эффективности ГТП могут быть при- няты: для энергетического критерия эффективные значения С/л» и ^Mi помехи, Ус сигнала или их отношение; для статистического ^итерия вероятность приема или поражения с учетом влияния по- "ехи в f-м канале соответственно Pi=Fn, и Рпрг=\—Рщ (см. §1.2). 15 НЕЛИНЕЙНОСТЬ РАДИОПРИЕМНОГО ТРАКТ, И ВИДЫ ПОРАЖЕНИЯ ПРИЕМА. ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН РПУ В зависимости от характера тракта, сигналов и помех различают еле; ющие виды мешающих нелинейных эффектов (НЭ), затрудняющих прием [3i 1. По отношению к полезному сигналу и помехе—зависимого и неза; симого происхождения. Нелинейные эффекты зависимого происхождения ci заны непосредственно с полезным сигналом и поэтому в его отсутствии ; обнаруживаются. Примером поражения подобного вида является нелинейц. поражение сигнала мультипликативного характера. Математическое описав отклика ГТП в полосе ТОЙ в этом случае i/==LilxcWL^[xaW. (1.2; где Li и Ь-г,—операторы, зависящие только от сигнала Xc(f) и помехи Xa(i соответственно, причем 1^г[ха(1}]=в0 при Xa(f)==0. Нелинейные эффекты -независимого происхождения возникают независи» от полезного сигнала и поэтому обнаруживаются в тракте при его отсутствд Примером поражения подобного вида является нелинейное поражение сигнаг аддитивного характера. Математическое описание отклика ГТП в полосе ТО в этом случае y=LtlxcW+^[xa(f)]. (1.24 где оператор Li[Xc(t)} не зависит от Ls[xa(t)]. Помехи, действующие на ГТП, проникают в него по различным канала» основному, соседнему, внеполосным и побочным. В соответствии с определением [36J основной канал—канал приема ос новного излучения полезного сигнала; соседний канал—канал, ближайший основному, с полосой и средней частотой, соответствующими принятому в дав ной радиосистеме распределению частот; внеполосный канал — неосновной кз над приема в полосе частот, примыкающий к полосе основного канала; по бочный канал—неосновной канал приема в полосе частот, примыкающий к по лосе основного канала, обусловленный нелинейными процессами в преобразч вателе частоты и недостаточной избирательностью резонансных цепей основ ного канала. 2. По характеру эффекта—гармонические, выражающиеся в появленш кратных гармонических составляющих входного воздействия, попадающих в но лосу пропускания тракта; искажения закона модуляции полезного сигнала (для модулированных сиг- налов) ; перекрестные, выражающиеся в модуляции полезного сигнала составляющн ми модуляции помехи; интермодуляционные (или вида взаимной модуляции), выражающиеся зс взаимодействии в нелинейном тракте двух или более сигналов (помех), вы- зывающих появление новых спектральных составляющих в полосе пропуска- ния тракта с частотами, равными сумме или разности частот входных сиг- налов или их гармоник; вида сжатия (расширения) амплитуды сигнала, выражающиеся в непро- порциональности изменения амплитуды сигнала на выходе тракта относитель- но его входа; 16 вида блокирования, выражающиеся в изменении (уменьшении) коэффициен- та передачи тракта для полезного сигнала при действии помехи; вида ухудшения различимости полезного сигнала на фоне помехи, т. е. ог- ношения сигнал/помеха, выражающегося как в уменьшении сигнала при дей- ствии помехи, так и в увеличении уровня помехи на выходе тракта; вида амплитудно-фазовой конверсии (АФК), под которой понимают влия- ние амплитуды сигнала или помехи на фазовые характеристики тракта. Кон- версия, обусловленная влиянием амплитуды полезного сигнала на его фазу, называется собственно АФК, конверсия, обусловленная влиянием одного сиг- нала (помехи) на фазу другого, — перекрестной АФК [34]. 3. По виду АЧХ тракта—в узкополосных и широкополосных трактах. 3. По характеру оператора передачи—с резистивной нелинейностью (трак- ты, инерционными свойствами которых в области рабочих частот можно пре- небречь) ; с нелинейностью комплексного характера (тракты, инерционные свойства 'которых в области рабочих частот необходимо учитывать); с несущественной нелинейностью (тракты, нелинейные элементы которых не работают в области существенной нелинейности характеристик вида «от- сечки», ограничения, ключевого режима и т. д.); с существенной нелинейностью (тракты, нелинейные элементы работают в указанных областях). Для аттестации трактов по линейным свойствам используют ряд оценок и характеристик {14, 30, 36J. Особый интерес представ- ляют характеристики, описывающие проникновение помехи в ГТП как по линейным, так и по нелинейным каналам приема. Приме- ром такой характеристики является характеристика двухсигналь- ной избирательности [4, 38, 39], представляющая собой зави- симость относительного макси- мального уровня помехи Еп/Ес от расстройки частот помехи и по- лезного сигнала при условии, что искажения полезного сигнала ме- шающим на выходе ТОЙ еще равным допустимым. Пример ап- проксимации подобной характе- ристики приведен на рис. 1.6. Анализ характеристики эф- фективной избирательности по- зволяет сделать выводы о том, AS!, что причинами поражения при- ема в ГТП являются: прямое прохождение мешаю- Рис. 1.6. Характеристика двухсиг- шего сигнала вследствие недоста- нальной избирательности РПУ точной избирательности в частот- ных зонах Ай» вблизи основного канала ARc, относящихся к сосед- «им и побочным каналам; нелинейные эффекты в ГТП, обусловленные взаимодействием 17 внеполосных помех и полезного сигнала в тракте до ТОЙ (зон: Айн,). Как следует из анализа рис. 1.6, для частотной зависимости эс} фективной избирательности характерны: наличие областей с преобладанием ослабленной линейной и; бирательности (соседний, зеркальный, прямой и побочные канг лы), где критерием поражения приема является недопустимо ухудшение отношения С/П; наличие областей с преобладанием эффекта нелинейного поре жения (области ослабленной нелинейной избирательности), гд критерием поражения приема является недопустимое превышени соответствующей нелинейной оценки; ухудшение качества приема в частотной области Лйо на склс нах АЧХ ТОЙ вблизи основного канала, что обусловлено практ] чески лишь его недостаточной линейной избирательностью; проявление нелинейных свойств преселектора вблизи точек / и Лг. причем в его полосе пропускания ЛОп=Лйн уровень допуст) мой помехи практически не изменяется (участки 1,2); подавление помехи за пределами полосы преселектора (учас' ки 3, 4), вследствие чего ее допустимый уровень возрастает. Локализация частотных областей действия помех в ГТП позвс лила В. Н. Голубеву ввести понятие коэффициента эффективно избирательности [4, 5], равного отношению полос действия помех с некоторым уровнем Е-щ в идеальном (с прямоугольной АЧХ Лйид и реальном Лир РПУ: Яэф=ЛОад/ЛОр. (1.2Е Представление отношения Еп/Ес в логарифмическом масштаб делает возможным удобное отображение на рис. 1.6 основных ci- стемных параметров ГТП: линейных избирательностей S,=EJEA, (1.26 где ЕА — чувствительность РПУ; Еп соответствует помехе, пода! ленной на выходе ГТП в h раз сравнительно с сигналом; минимального относительного уровня помехи, приводящей нелинейному поражению, 0=Е^Н/Ел. (1.27 В зоне Лис поражения в основном канале Еп/Ес = Еп/Ед = h~~ откуда в децибелах . [E,/E,]=.-h. (1.28 В зоне каналов, обусловленных недостаточной линейной изб! рательностью, E^E^Silh, т. е. в децибелах [EJE,]--=Si-h. (1.29 В зоне нелинейного поражения из (1.27) в децибелах [EJE,]=D-h. (1.30 18 ц Величины Si и D (1.26) — (1.30), отсчитанные относительно с ^ЕА, показаны на рис. 1.6. ,. В некоторых источниках [4, 38] приведены выражения, ап- проксимирующие характеристики эффективной избирательности. j. Характеристики вида рис. 1.6 позволяют ввести количественную ^ .оценку важнейшего параметра РПУ—динамического диапазона. ipKaK известно, уровень полезных сигналов, принимаемых РПУ с до- пустимыми искажениями, ограничивается с двух сторон: «снизу» — ^.собственными шумами, маскирующими сигнал; «сверху»—нели- янейными эффектами. В обоих областях происходит нарушение про- порциональности зависимости уровня выходного сигнала от вход- ного воздействия. Под динамическим диапазоном [4, 5] понимают ^.область уровня сигнала, в пределах которых РПУ линейно в прак- тическом смысле. В качестве количественной оценки динамического диапазона РПУ обычно принимают отношение максимального [уровня сигнала, при котором нелинейный критерий равен допусти- мому значению, к его минимальному уровню, при котором отно- шение сигнал/шум на выходе тракта равно заданному значению. [..Различают динамический диапазон по мощности Dp, напряжению Du и току Di: > Dp == Рд шах/^с mini ^U = ^ s, max/^c min'' ^l = I с mas/^c min- (1-31) и Часто минимальный уровень сигнала берется равным предель- ной чувствительности тракта [1, 2], т. е. Рстш=Лио. Чем больше •Ре тих. при одном и том же нижнем пороге ДД (1.31), тем выше ли- нейность тракта. i) Используемые на практике характеристики ДД должны быть удобны для измерения, а также расчетов детерминированных и ста- тистических характеристик ГТП, Различают динамические диапазоны по основному и соседнему каналам [4]. Динамический диапазон по основному каналу определяется шу- Омами основного канала и нелинейными свойствами тракта основ- ного усиления 4 структуры ГТП (рис. 1.2). Последние могут .быть оценены с помощью допустимого коэффициента гармоник огиба- ющей AM сигнала, коэффициента сжатия амплитуды радиосигнала и т. д. На ДД в этом случае влияет АРУ, действие которой позво- ляет расширить ДД до 100—120 дБ. Динамический диапазон по соседнему каналу определяется '«снизу» шумами основного канала, «сверху» нелинейными свойст- вами ГТП до ТОЙ (тракт 3 по рис. 1.2). Последние могут быть ^оценены с помощью допустимой величины коэффициентов пере- крестных искажений, блокирования, уровней составляющих интер- 1 ^Дуляции определенного вида и т. д., т. е. с помощью стандарт- чых испытаний. ii ,19 1.2. ВЕРОЯТНОСТЬ ПОРАЖЕНИЯ ПРИЕМА В ГТП ПОРАЖЕНИЕ ПРИЕМА ПО ЛИНЕЙНЫМ КАНАЛАМ Полезный сигнал и помеха на входе ГТП являются случайщ ми процессами. Поэтому наиболее полной может быть оценка к; чества работы ГТП с помощью не детерминированных, а статист) ческих характеристик. К таким характеристикам относятся вероя ность приема или поражения полезного сигнала [5, 7, 8, 18, 60]. Рассмотрим два-вида случайных событий: если при настрощ ГТП на полезный сигнал качество его на выходе хуже допустим! го, то такое событие Л назовем поражением; если качество сигн ла допустимо; то такое событие Л назовем приемом. Критерий Д1 пустимого качества должен быть оговорен в конкретном случг для данного класса принимаемого излучения и обычно соответств: ет для аддитивной помехи заданному минимально допустимому о ношению С/П на выходе ГТП, для мультипликативной помехи - заданной максимальной величине определенного нелинейного кр: терия. Так как событие Л исключает событие А, то их вероятное связаны следующим образом: Р{Л}=1—Р{Л). (1.3S Из всех помех радиоприему выделим помехи, обусловлен™ линейными каналами приема: станционные, недостаточно пода) ленные из-за небольшой линейной избирательности по соответств^ ющим каналам, и флуктуационные шумы (внешние и внутренние Будем считать, что каждая станционная помеха лежит в пол( се ЛЙь равной полосе ТОЙ АОс или меньшей ее, а шумовые пом1 хи приведены ко входу ГТП в полосе AQc. Тогда полное случайно событие — прием или поражение ГТП — будет определяться га эл» ментарными случайными событиями, которые условно можно сч1 тать независимыми и совместными (пересечение событий), так ч1 Р{А)=Р\!\А,\=^{А,}; р{Л}==1-П{Л,}. (1.3S С=1 I (=1 ,=1 Для линейных каналов приема допустимое отношение С/П' =Ec/En=h, откуда E^=E,h-1. (1.34 _Таким образом, при заданном полезном сигнале Ее вероятное! Р[А} определяется как [5] P{Ai)=P{Xi>E,=E,h-1}, (1.35 где Xi—уровень ;-й элементарной помехи, а P{A}^P{x.^E^E,h-1}. (1.36 20 Для. различных источников помех с одним и тем же уровнем хг вероятности Р[А} и Р[А} будут различными. Поэтому вычисление вероятностей достижения одних и тех же уровней помех x-i=x от разных источников в ГТП позволяет, во-первых, определить пол- ную вероятность интересующего нас события и, во-вторых, оценить вклад отдельных источников в эту вероятность. Действительно, в соответствии с (1.32)—(1.36): вероятность приема ГТП Fn (Ее) = П F- ^с) =Г[Р,{х^Е, h-^}; (1.37): t=i t=\ вероятность поражения ГТП F„p (Е,) = П Е^ , (Е,) = П Pi {х > Е. h-1} = 1 -П Pi{x < ?e h-1}. i=l 1=1 l=\ Ц (1.38) 'и ), Элементарные вероятности в (1.37), (1.38) являются функция- ми системных параметров ГТП, допустимых значений h и электро- магнитной обстановки при радиоприеме, определяемой количест- вом, частотным распределением, интенсивностью и характером по- йех. В соответствии с [9] элементарные вероятности Fni(Ec) и ^п^(Ес) могут быть определены в самом общем случае как произ- зедение вероятности появления помехи в рассматриваемом частот- аом канале Рог и интегральной функции распределения вероятно- сти ее уровней Fi(En} в зависимости от En==Ech~1, т. е. fnv i = Л) iPi {х > ^п = Е, h-1} = Рог [ 1 - Р, {х < ?„ = Е, ft-1}], (1.39); ь аР„,=1-Р^=1-Л,,+Л)^{^^==^«-1}, е]где Р, {х < Е, = Е, h-^} = F, (Е,) = ^W, (t) dt; •—00 Р, {х > Е^ = Е, h-1} = 1 -F, (Е,) = 1 - f° W, (t) dt; —oo (1.40) (1.41) (1.42) ^Wi(f)—дифференциальная функция распределения уровней поме- тай в полосе АЙ1. ^ Пусть Fi(En) для f-го источника имеет '"вид рис. 1.7 (характеристика /). Тогда заданному сигналу Е'с соответствует до- пустимая помеха (в децибелах) ?'n= =г^/c—/г, вероятность нахождения кото- 4Рой в интервале до Е'п ^7пг=P/i (для F, простоты построения принято Poi=l). Очевидно, что полученная «параллель- ным переносом» кривой / зависимость g^i(fc) отображает характеристику ве- Й^^0"" приема Fni(EC) для заданног0 Рис. 1.7. Зависимость ве- ••.я Угнала, превышающего помеху роятности приема от уров- gHa /i д5 и более (характеристика 2). ней помехи и сигнала 21 стов и транзистора. При увеличении частоты fr «нулевая точка» смещается в область меньших tr. 5. Нелинейные искажения ПЧ, инвариантного к напряжению • входного воздействия, оказываются на 10—30 дБ ниже, чем у сме- сителей, выполненных по схеме рис. 4.20. Другая разновидность инвариантного к входному сигналу ПЧ приведена на рис. 4.26 и использует двухбалансный диодный сме- ситель. Однако, в отличие от традиционных схем, здесь цепи уп- равления мостами не связаны между собой, в результате чего от- Вход сигнала Р и'с. 4.26. Модифицированная схема ПЧ, использующе- го принцип инвариантности крытый мост не оказывает влияния на закрытый мост. Нетрудно показать, что любой из диодов схемы рис. 4.26 в закрытом мосте включен встречно с другим мостом и переходом база — коллектор транзистора цепи управления. Следовательно, при любом уровне помехи диод не может быть открыт, что обеспечивает высокую перегрузоч- ную способность ПЧ. При tr=0 пере- грузка по напряжению определяется лишь предельно допустимыми пара" метрами транзисторов VI—V4 и дио- дов в мостах Д,\ и Дп. 012345 Bir.HC Рис. 4.27. Характеристики Используя метод степенных рядов, с помощью ЭЦВМ получены характе- ристики ПЧ по схеме рис. 4.26 при tr>0 (рис. 4.27, компоненты аналогич- ны схеме рис. 4.22). Из анализа рис. 4.27 следует: ^^ГЙЧ^Гс^е 1. Нелинейные искажения в ПЧ 1рис. 4.26 рис. 4.26 примерно на порядок мень 164 ше, чем в обычных двухбалансных диодных смесителях. 2. Коэффициент преобразования практически не изменяется при увеличении длительности фронта колебания гетеродина. 3. Увеличение длительности tr вызывает рост НИ. Тот же эф- фект вызывает увеличение частоты гетеродина. Степень увеличе- ния НИ примерно такая же, как и в смесителях по традиционной схеме (см. рис. 4.6). Расчеты и экспериментальная проверка показали, что ДД ПЧ, использующих принцип инвариантности и оптимизированных . по параметрам, достигает: по блокированию Дбл^НОдБ, по интермо- дуляции 3-го порядка Dzi»100 дБ (нижняя граница ДД на уров- не собственных шумов). ПРИЛОЖЕНИЕ ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ВЫСОКОЛИНЕЙНЫХ ГТП И ИХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЗВЕНЬЕВ 1. Высокочастотные усилительные структуры. Схема рис. П.1 реализует структурный метод уменьшения НИ, соответствующий схеме 3.31. Усилитель- ное звено УЗ[ выполнено на трех транзисторах: VI (истоковый повторитель. с малой входной емкостью), V3 (фазоинвертор), V4 (выходной согласующий повторитель). Сумматор CM] образован емкостями С2, СЗ и входной емко- стью транзистора V2. Усилительное звено У32 выполнено на V2 и дифферен" циальном усилителе (микросборка МС1). Рис. П.1. Схема УВЧ, использующего структурный метод уменьшения НИ Параметры УВЧ: диапазон частот 0,1—25 МГц; усиление /<==—1; пере- крестная помеха Утоп=2,5 В (^(пер=1%); интермодуляционная помеха Э-гс порядка Ут=2-200 мВ (продукт (/21 =30 мкВ); уровень шумов в полосе 10 кГц Ушо=2 мкВ; входная емкость Свх=10 пФ; сопротивление нагрузки /?н>100 Ом. Для уменьшения входной емкости УТ (работа от высокоомного источника) в схеме рис. П.2 в качестве сумматора CM[ используют дифферен- 165 .циальный усилитель (V2, V3 и МС1). Нелинейность СМ, несущественна, так как для составляющей большого неискаженного входного сигнала он синфа. зен. Что касается НИ (сигнал «ошибки»), то они малы и передаются далее в тракт без изменений. В V3i (VI, V4) сравнительно с .рис. П.1 отсутствует инвертор. Усилительное звено УЗа, выполненное по каскодной схеме (V5, V6} одновременно обеспечивает поворот по фазе. -is в Рис. П.2. Схема высоколинейного УВЧ с высокоомным полным входным сопротивлением Параметры УВЧ: диапазон частот 0,1—25 МГц; K=l; it/mn=2,5 В <^пер=1%); 'У,п=2х250 мВ ([/2i=30 мкВ); Ушо=2 мкВ (в полосе 10 кГц); Свх=2 пФ; 7?н:>500 Ом. 2. Частотно-преобразовательные структуры. На рис. П.З приведена схема двухбалансного ключевого ПЧ с формой колебания гетеродина типа меандра. Рис. П.З. Схема двухбалансного ключевого ПЧ 166 Исключение трансформаторов из цепи гетеродина позволило уменьшить дли- тельность фронта колебания гетеродина (/г<2—3 не). Для обеспечения пара- фазного питания диодных мостов V7—V10 и VII—V14 используют каскады на транзисторах V3—V6. Микросхема А1 и дифференциальный каскад на тран- зисторах VI—V2 служат для предварительного формирования прямоугольного напряжения из синусоидального. В качестве нагрузки по промежуточной частоте используется кварцевый фильтр, входной импеданс которого трансформируется в условно постоянное в широком диапазоне частот активное сопротивление, для чего служит цепь U, L2, С8, С9, R25. К особенностям схемы рис. П.З относятся использование маломощных по- лупроводниковых приборов и относительно малый уровень колебания гетеро- дина. В табл. П,1 приведены параметры ПЧ по схеме П.З, а также для срав- нения параметры ПЧ других типов: традиционного диодного двухбалансно- го [2], выполненного на отечественных компонентах (диодах КД512), а также на мощных полевых транзисторах по данным [24]. На основе схемы рис. П.З создана гибридная ИМС, потребляющая ток 90 мА. Та блица П.1 Параметр [Условия измерения Значение параметра ПЧ по схеме [2] 124] П.З Коэффициент преобразова /?с=4^н; 0,4 0,4 ния мощности, не менее Rc=R, — 0,25 — Диапазон принимаемых час 0,15—12 0,2—30 0,15-12 тот, МГц Диапазон частот гетероди на, МГц — 23—35 72,5—102,5 23—35 Уровень колебания напря жения гетеродина, В От пика до пика 4 20—30 1.4 Уровень перекрестной поме хи, Утоп, В /Спер==3% 0,6 0,7 3,0 Уровень интермодуляцион ной помехи U т, 'мВ t/2i==10 мкВ 30 50 400 Схема рис. П.З имеет достаточно малое входное сопротивление, так как фазорасщепляющий сигнальный трансформатор Тр1 обычно имеет низкое ха- рактеристическое сопротивление р< 300—400 Ом. Кроме того, вследствие на- личия трансформатора ПЧ становится чувствительным к частоте сигнала. От этих недостатков свободен двухбалансный ПЧ, изображенный на рис. П.4. Его входное сопротивление практически не зависит от .частоты вход- ного сигнала и достаточно велико. Контур L1C7 на выходе смесителя служит для создания парафазного выходного сигнала и согласования с кварцевым фильтром. Микросхема А1 и дифференциальный усилитель на транзисторах V3, V4 формируют меандр колебания гетеродина. На V9, V10, V19, V20 со- браны переключатели тока, питающие диодные мосты VII—V18. Такой сме- I ситель, использующий одновременно принципы работы схем ПЧ (см. рис. 4.21 | и рис. 4.26), имеет порог перегрузки по напряжению, определяемый только 1 транзисторами. Отсутствие специальных трансформаторов позволяет легко ин- тегрировать ПЧ (L1 и L2 выполняют методом тонкопленочной технологии). 167 Параметры гибридной ИМС, схема 'которой приближена к рис. П.4: напряже- ние шумов, приведенное к входу, — не более 1 мкВ, коэффициент преобразо- вания—не менее 2; диапазон принимаемых частот 0,1—30 МГц; диапазон частот гетеродина 0,1—50 МГц; t/n, „ (/<-пер=3%) —не менее 2 В; уровень •янтер модуляционной помехи 3-го порядка — не менее 300 мВ; потребляемый ток 60 мА. Рис. П.4. Схема двухбалансного ПЧ с повышенным и постоянным пол- ным входным сопротивлением в широком диапазоне частот На рис. П.5 приведена схема ПЧ, которая может работать как с синусои- дальным, так и импульсным колебанием гетеродина, а также отличается вы- сокой 'экономичностью. Она состоит из двухтактного усилительного каскада, собранного на транзисторах Vll, V12, двух диодных мостов. V3—V6 и V7— V10 и формирователя синусоидального тока, выполненного на двух дифферен- циальных каскадах: VI, V2 и А1. Принцип действия схемы ПЧ заключается в изменении сопротивлений це- пи обратной связи для плеч усилителя на Vll, V12 (соединение одного из мостов с резистором iR/3 или R16). Преобразователь частоты, приведенный на рис. П.5, при синусоидальном ге- теродине имеет следующие параметры: коэффициент преобразования в диапазоне принимаемых частот 0,15—12,1 МГц—не менее 0,9; реальная чувствительность при С/Ш=20 дБ—не хуже 20 мкВ; Um п(Лпер== 10%) — не менее 0,55 В; по- давление прямого канала — не менее 40 дБ; потребляемый ток — не более 6,5 мА. 3. Системы высоколинейной цифровой АРЧП. На рис. П.6 приведена структурная схема АРЧП, предназначенная для работы от высокоомного ис- точника сигнала. Для упрощения согласования ГТП с таким источником вы- 168 бран метод регулирования, использующий ЛООС с переменной глубиной, ве- личина которой определяется уровнем групповой помехи Ргр на входе тракта,. Для повышения линейности АРЧП применен цифровой метод регулирования.. Рис. П.5. Схема экономичного ПЧ, работающего от гетеродина с си- нусоидальной формой колебания Структура рис. П.6 содержит: / — регулируемый усилитель; 2 — детектор по- мехи; 3 и 4 — пороговые устройства (компараторы); 5 — регулятор глубины» Вход- Выход | ЛООС, осуществляемой с помощью коммута- ции резисторов 6 в цепи общего электрода уси- лителя. ,Р и с. П.6. Структурная схе- ма АРЧП Если Ргр больше определенного уровня, то срабатывает компаратор 3 и глубина ЛООС увеличивается до тех пор, пока уровень Ргр не окажется в заданных пределах. Если далее Ргр падает, то благодаря компаратору 4 глу- бина ЛООС уменьшается. В качестве компара- торов использованы устройства регенеративно- го типа, имеющие гистерезисную передаточную характеристику, что обеспечивает высокую стабильность работы всей системы в зоне точки сравнения. Высокая линейность ключей достигается выбором режима работы транзисторов по постоянному току. На рис. П.7 приведена принципиальная схема такой системы. Каскад УВЧ на транзисторе VI (КП902) обеспечивает высокий порог перегрузки (по пере- крестной помехе 0,7—0,8 В). Так как в исток транзистора VI включен гене- ратор тока на транзисторе V2, то глубина ЛООС практически определяется резисторами \R.7—R14. Для коммутации последних служат транзисторные клю- чи V3—V9 и детектор группового сигнала V12. Компаратор верхнего порога собран на ИМС Л/, нижнего— А2, генератор тактовых импульсов использует 169 A3. Последний генерирует импульсы только в том случае, если уровень Ур- не попадает в зону допуска. На. ИМС А4 выполнена ключевая схема, которая определяет, на какой из входов реверсивного счетчика (ИМС А5) подается им- пульс от генератора A3. О состоянии выходов реверсивного счетчика можно су- Р и с. П.7. Принципиальная схема цифровой АРЧП дить с помощью дешифратора А6. Инверторы, собранные по ИМС А7, обеспечи- вают правильную работу АРЧП в целом: дешифрованное состояние реверсив- ного счетчика определяется логическим нулем на соответствующем выходе де- шифратора. Параметры системы АРЧП совместно с ГТП: начальная чувствительность в диапазоне декаметровых волн—не хуже 10—15 мкВ (С/Ш=20 дБ); уро- вень перекрестной помехи (Япер=10%) без, АРЧП 0,75 В, с АРЧП до 7,0 В; затухание изменяется в интервале 0—21 дБ через 3 дБ. На рис. П.8 приведена укрупненная структурная схема системы АРЧП для связного радиоприемника декаметровых волн, использующая другой алгоритм регулирования [69]. В системе осуществляется слежение за уровнем группо- вой помехи Ргр после ФНЧ-1 (0—30 МГц), сигнала в полосе ФОИ (3), что при априорно известном уровне шумов для данного ГТП позволяет прибли- женно оценить отношение С/Ш. Граничными режимами, вызывающими сраба- тывание входного аттенюатора (2) , являются: Ргр>Ргршах, где Ргр max— максимально допустимая по причине перегрузки величина Ргр; Ргр*^ < (Ргр шах—9 дБ), что гарантирует высокую линейность; С/Ш< (С/Ш)аш, где (С/Ш)т1п—минимально допустимое для данного вида излучение отноше- 170 «ия сигнал- шумов. Входной коммутацию -шум; С/Ш> [(С/Ш)щ1п+9 дБ], что гарантирует малое влияние \ аттенюатор 2 — резистивного типа, использует высоколинейную с помощью электромганитных реле. Для измерения Ргр и С/Ш Рис. П.8. Структурная схема АРЧП с контро- лем перегрузки тракта и отношения С/Ш служит дополнительный измерительный канал, содержащий соответствующие усилители 4 и 5 устройства установки начальных условий 6, 7 и детекторы 8—11. Отношение С/Ш определяется по уровню сигнала в полосе ФОИ. Си- стема работает с учетом данных о работе АРУ {12}; обработка информации, принятие решения и управление выполняются в блоке 13. . Введение (выведение) затухания осуществляется с помощью цифровой си- стемы управления, которая работает в соответствии со следующей логикой: импульс «включено» — затухание увеличивается, импульс «выключено» — зату' хание падает. По получаемой информации блок 13 анализирует девять возмож-» ных состояний и принимает соответствующие решения, для чего предусмотре- ны некоторый временной интервал. К недостаткам системы относятся: невоз- можность работы от высокоомного источника; условность и приближенности определения отношения С/Ш. 4. Главный тракт приема технологичного радиовещательного приемник» AM диапазонов высшего класса с широкополосным преселектором. Нерешен» ная до настоящего времени проблема полной интеграции радиотракта высоко» I качественной многодиалазонной бытовой радиоприемной аппаратуры (БРПА) развивается в направлении совершенствования как микроэлектронной техноло- гии, так и принципов построения тракта и методов приема, ориентированных на интегральное исполнение. Примером последнего является метод инфрадин- ного приема (ИП) с широкополосным (ШП) и фильтровым преселектором. На рис. П.9,а, б приведены фрагменты принципиальной схемы ГТП с ШП для радиовещательного приемника с AM. Тракт содержит: широкополосный УВЧ, систему защиты входа АРЧП, преобразователь и усилитель первой проме- жуточный частоты (24,975 МГц), преобразователь и усилитель второй промежу- точной частоты (0,465 МГц), детектор, систему АРУ. Особенность ГТП сравни. гельно с вариантом узкополосного преселектора и связной аппаратурой с ШП — эезкое уменьшение числа моточных изделий, регулируемых узлов и мощных 'лектронных приборов, а также превышение требований ГОСТ 5651—76 на радио- тщательные приемники высших классов. Для упрощения на рис. П.9 не по- :аэаны принципиальные схемы узлов, которые близки к приведенным выш? 'УВЧ—рис. П.2, ПЧ1—рис. П.З), а также содержащие традиционные реше.-.. 'ия (синтезатор частоты). 171 Входная фильтрующая система с АЧХ по типу ФНЧ (частота среза болрр. 12,5 МГц) содержит (рис. П.9,а): цепь предварительной селекции L\, Ц7, ^д входную емкость УВЧ, которая ограничивает спектр помехи на его входе; вы- сокоизбирательный основной фильтр Кауэра 9-го порядка L2—L6, С4—С8, вы- полненный на дросселях с 10%-ным допуском и не требующий регулировок. При интеграции ГТП этот фильтр может быть выполнен на основе ненастраи- ваемой тонкопленочной распределенной .LC-структуры. Система двухуровневой АРЧП содержит: повторитель (V6}, транзистор- яый детектор (V9), ФНЧ (R25, СИ, С 12), компаратор уровней на микросхеме 172 (Л/), срабатывающий при появлении на входе ГТП групповой помехи с уров- нем 1 В, ключ (VI) и емкостный линейный делитель (Cl, C2), вносящий за- тухание по сигналу 18 дБ. Нелинейность ключа практически не сказывается из-за выбора режима по постоянному току и рациональной схемы включе- ния, ограничивающей уровень приложенной к нему помехи. Усилитель первой промежуточной частоты (см. рис. П.9,6) выполнен как малошумящий (приведенный к входу уровень собственных шумов 0,8 мкВ), так как при малом усилении высокочастотного тракта его шумы в основном оп- оеделяют чувствительность ГТП. Схема широкополосного усилителя содержит V3, V6. Преобразователь второй промежуточной частоты на транзисторе VII s коммутируемым диодным мостом V7—V10 в цепи ЛООС нагружен на пьезо- керамический фильтр (ПКФ). Усилитель второй промежуточной частоты — на микросхеме А1. При вклю- чении диода V14 сигнал подается, минуя ПКФ, что позволяет расширить по- лосу пропускания тракта основной селекции от 9 до 13 кГц—режим «широ- кая полоса». Детектор—операционного типа (нелинейный элемент—диод Д20), АРУ—на интегральной микросхеме А2, начинает работать при сигналах, •соответствующих чувствительности ГТП. Схема АРУ содержит активный фильтр, обеспечивающий, высокую линейность регулирования, и аттенюатор на р-1-п- диодах V4, V5. Рис. П.9. Фрагменты' принципиальной схемы технологичного радиовещатель- ного приемника с широкополосным преселектором: в—входная цепь, УВЧ, ПЧ1, АРЧП; 6—ПЧ2, УПЧ, детектор, АРУ 173 Основные параметры: диапазон частот 0,15—12,1 .МГц; чувствительность. <30 мкВ при С/Ш=20 дБ; избирательность по всем каналам 5>80—90 дБ- перекрестная помеха 1,5 В при Лпер=10%; коэффициент гармоник огибаю- щей—менее 1%; АРУ характеризуется изменением сигналов на выходе 6 дВ при изменении сигналов на входе 86 дБ; отношение С/Ш на выходе детек- тора при входном сигнале 1 мВ — не хуже 60 дБ. СПИСОК -ЛИТЕРАТУРЫ 1. Радиоприемные устройства/Под общей ред. В. И. Сифорова.—М.: Сов. ра- дио, 1'974. 2. Чистяков Н. И. Радиоприемные устройства.—М.: Сов. радио, 1978. 3. Челышев В. Д. Приемные радиоцентры.—М.: Связь, 1976. 4. Голубев В. Н. Эффективная избирательность радиоприемных устройств.'— М.: Связь, 1978. '5. Голубев В. Н. Оптимизация главного тракта приема радиоприемного уст- ройства.—М.: Радио и связь, 1982. 6. Rohde V. L. Recent developments in circuits and techniques for high-frequency communications receiver.—Ham Radio Mag., 1980, v. 13, № 4, p. 20—25. 7. Грибов Э. Б. Нелинейные явления в приемно-передающем тракте аппара- туры связи на транзисторах.—М.: Связь, 1|97'1. 8. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., Грибин В. В. Коротковолновые магист- ральные радиоприемные устройства.—М.: Связь, 19711. 9. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. 2-е изд. — М.: Радио и связь, 1982. 10 Martin М. Verbesserung des dynamikbereichs von kurzwellen nachrichten emp- fangern. — Nachrichten Elektronik, 1981, v. 35, Н. 12, S. 492—496. I'll Борисов Ю. П., Пенин П. И. Основы многоканальной передачи информа- ции.—М.: Связь, Г967. 12 Sosin В М. Performance of high frequency receiving sistems.—The Marconi Review, 1976, v. 29, № 200, p. 43—59. 13. Богданович Б. М., Бачило Л. С. Исследование структурных свойств и синтез усилительных трактов с малыми нелинейными искажениями. — Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника, 1981, № 12, с. 27—32. 14. Банк М. У. Исследование вероятностных характеристик уровней сигналов на входе .радиовещательного приемника.—Радиотехника, 1'973, т. 28, №8, с. 25—28. 15. Флейк Р. Теория рядов Вольтерра и ее приложение к нелинейным систе- мам с переменными параметрами.—Труды II конгресса ИФАК, 1965. 16. Norton D. E. High dynamic range transistor amplifiers using lossless feed- back.—Microwave J., 1976, may, p. 53—56. 17. Побережский E. С., Соколовский М. Н. Оценка влияния интермодуляцион- ных помех на помехоустойчивость приема в KB диапазоне. — Радиотехни- ка, 1979, № L2, с. 51—54. 18. Богданович Б. М., Дорошев В. П. Анализ и оптимизация характеристик радиоприемного тракта с широкополосным преселектором. — Техника средств связи. Сер. ТРПА, 1980, вып. 2, с. 35—47. 19. Томович Р., Вукобратович М. Общая теория чувствительности.—М.: Сов. радио, 1972. 20. Богданович Б. М. Структурный синтез цепей класса Вольтерра — Винера по критериям нелинейности. — В кн.: Радиотехника и электроника. — Минск: Высшая школа, 1976, вып. 6, с. 38—50. 21. Проектирование усилительных устройств (на интегральных микросхемах)/ Поп, ред. Б. М. Богдановича. — Минск: Высшая школа, 1980. 22 Сартасов Н. А. Исследование влияния нелинейности преселектора радио- ' приемника на надежность связи посредством моделирования на • ЭВМ. — Техника средств связи. Сер. ТРС, 1978, вып. 10, с. 72—78. 174 23. Пантюхин Ю. П., Хазан В. Л., Гаранник А. П. Исследование эффективности применения адаптивной регулировки чувствительности в радиоприемных устройствах.—Материалы Второго Всесоюзного симпозиума.—Минск, 1980, с. 125—128. 24. Сечи А. Широкополосные смесители с широким динамическим диапазоном в связных приемниках.—Программа XXXV Всесоюзной'научной сессии, по- священной Дню радио.—М., 1980. 25. Ван-Трис Г. Синтез оптимальных нелинейных систем управления. — М.: Мир, Г964. 26. Бедросян Э., Райе С. Свойства выходного сигнала систем, описываемых рядами Вольтерра, при подаче на вход гармонических колебаний и гауссова шума.—ТИИЭР, 1971, т. 59, № 12, с. 58—82. 27. Буссганг Д., Эрман Л., Грейам Д. Анализ нелинейных систем при воздей- ствии нескольких входных сигналов. — ТИИЭР, 1974, № 8, с. 56—92. 28. Пупков К. А., Капалин В. И., Ющенко А. С. Функциональные ряды в тео- рия нелинейных систем.—М.: Наука, 197'6. 29. Богданович Б. М. Основы теории и расчета малооигнальных электронных усилителей с контролируемыми нелинейными искажениями. — Минск: Выс- шая школа, 1974. 30. Богданович Б. М. Нелинейные искажения в пр.иемно-уоилительных устрой- ствах.—М.: Связь, 1980. , 31. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников AM сигналов. — М.: Связь, 1970. 3'2. Жаркой А. Г. Расчет спектров сигналов на выходе нелинейных систем. — Радиотехника, !l981, № .Г2, с. 58—61. 33. Богатырев E. А., Гребенко Ю. А. .Анализ нелинейных искажений в актив- ных фильтрах с использованием рядов Вольтерра. — Радиотехника, 1979 № 10, с. 4—9. 34. Амплитудно-фазовая конверсия/Г. М. Крылов и др.; Под ред. Г. М. Кры- лова.—М.: Связь, 1979. 35. Волгин Л. И. Линейные электрические преобразователи для измерительных приборов и систем.—М.: Сов. радио, 1971. 36. Уайт Р. Ж. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи: Сокращ. пер. с англ./Под ред. А. И. Сапгира. — Вып. 1.—М.: Сов. радио, Ю77. 37. Розенвассер E. Н. Периодические нестационарные системы управления.— М.: Наука, 1973. " • 38. Бабанов Ю. Н., Силин А. В. Электромагнитная совместимость радиоэлект- ронных систем.—Горький; Горьк. ун-т, Г976. 39. Борисов В. И. Оценка избирательности современных приемных устройств при одном мешающем сигнале на входе.—Радиотехника, 1981, № 5 с. 85—90. 40. Анисимов E. Н., Асташкевич Б. А., Хотунцев Ю. Л. Компенсация комби- национных искажений в смесителях СВЧ. — Изв. вузов. Радиоэлектроника, 1980, № 8, с. 91—93. 41. Бородин С. В. Искажения и помехи в многоканальных системах радиосвя- зи с частотной модуляцией.—М.: Связь, 1976. 42. Горбань Б. Г. Широкополосные усилители на транзисторах,—М.: Энер- гия, 1075. 43. Гитник А. П. Об аппроксимации интеграла вероятности элементарными функциями.—Электросвязь, 1981, № 8, с. 61—62. 44. Моргунов Л. Н. Динамический диапазон приемника по входным сигналам. — Электросвязь, 1968, № 1, с. 59—63. 45. Ли За Сон. Метод преобразования многосигяального воздействия на радио- приемник сосредоточенных помех в эквивалентное воздействие элементарных сигналов. — Матриалы Второго Всесоюзного симпоизума. — Минск, 1980, с. 89—91. 46. Winn R. F. E. Operational aspekts of h. f. receiver design. — Electronics a. Power, 1974, v. 20, № 11, p. 440—444. 47. Бокк О. Ф. Предельные возможности линеаризации усилителей радиочасто- ты. — Радиотехника, -1976, № 6, с. 67—75. 175 48. Головин О. В. Системы автоматической настройки радиоприемных уст- ройств магистральной связи.—М.: Связь, 1980. 49. Каганов В. и. Транзисторные радиопередатчики.—М.: Энергия, 1976. 50. Мовшович М. Е. Полупроводниковые преобразователи частоты.—Л.: Энер- гия, Г©74. 51. Шульц Э. А., Кульман А. Б., Саар В. X. Методы подавления нелинейно- сти ключевого преобразователя. — Материалы Первого Всесоюзного симпо- зиума.—Минск, 1977, с. '1Ю6—109. 52. Богданович Б. М. Повышение помехозащищенности и линейности радио- вещательных приемников AM сигналов -(состояние и перспективы разви- тия).—Тезисы XIX Всесоюзной НТК.—Л., 1981. 53. Heng J.-C., Macarto R. Which way h. f. broadcast receivers? — Wirelles World, 1981, v. 87, № 1546, р. 65—69. 54. Walker H. P. Sources of intermodulation in diodering mixers.—The Radio and Electronic Engineer, 1976, v. 46, № 5, р. 247—255. 55. Rohde U. L. Communications receivers for the year 2000. Part 1.—Ham Radio Mag., 1981, v. 14, № 11, р. 12—29. 56. Rohde V. L. Communications receivers for the year 2000. Part 2. — Ham Radio Mag., -1981, v. 14, № 12, p. 36—44. 57. Ash D. L. High performance TV receiver. Trans. IEEE on Consumer Electro- nics, 1978, v. CE-24, № 1, p. 39—46. 58. Rohde U. L. Zur optimalen Dimmensionierung von kurzwellen eingangstei- len. — Internationale Elektronische Rundschau, 1973, № 12, s. 276—280. 59. Васецкий А. Ф., Оноприенко Б. С., Сидоренко А. М. Результаты разработки всеволнового тюнера высшего класса с синтезатором частоты. — Тезисы Всесоюзного научно-технического совещания «Повышение качества бытовой радиоэлектронной аппаратуры ,на основе широкого внедрения микроэлект- роники».—М.: Радио и связь, 1882, с. 26, 27. 60. Богданович Б. М., Воронов А. И., Позняк С. С. Инфрадинный прием. "— Радиотехника, 19'82, № 9, с. 3—42. 61. Шакирин А. И. Моделирование на ЭВМ статистических характеристик не- линейных искажений приемно-усилительных трактов.—Материалы Второ- го Всесоюзного симпозиума.—Минск, 1980, с. 42—46. 62. Завражнов Ю. В., Федотов М. Г.; Чугаев В. H. Перекрестная модуляция в транзисторном усилителе. — Электросвязь, 1'977, № З» с. 72—75. 63. Солонников В. А., Арустамов Г. А. Расчет и оптимизация динамического диапазона радиоприемника по взаимной модуляции 3-го порядка. —'• Во- просы радиоэлектроники, серия ОТ, Ю73, № 'lil, с. 42—51. 64. А. с. 395966 (СССР). Устройство автоматического управления аттенюато- ром приемника/Сартасов H. А.—Опубл. в Б. И., 1973, № 35. 65. Крылов Г. М. Принципы и методы регулировки усиления в транзисторных усилителях.—М.: Энергия, 1'974. 66. Грязных И. В. Динамические свойства дискретных АРУ.—Радиотехника, 1976, № 5, с. 60—64. 67. Богданович Б. М., Воронов А. И., Позняк С. С. Адаптация инфрадинных радиоприемников с широкополосным преселектором по критерию динамиче- ского диапазона. — Радиотехника, 1'981, № 3, с. 6—19. 66. Copal К., Nachia К., Singhal К., Vlach J. Distortion Analysis of Transistor Networks. — Proc. IEEE Inst. Svmpos. Circuits and Systems, 1976, p. 481— 484. 69. Van Willigen. Automatic input' attenuator for h. f. Communication receivers. — The Radio and Electronic Engineer, 1977, v. 47,,,Л° 10, p. 465—469. 70. Электроника, 1978, № 6, с. 1119. 71. Леви П. Конкретные проблемы функционального анализа.—М.: Наука, •Г967. ОГЛАВЛЕНИЕ Стр. Предисловие ................. 3 Глава 1. Динамический диапазон радиоприемных устройств .... 5 1.1. Воздействие сигналов и помех на главный тракт приема ... о 1.2. Вероятность поражения приема в ГТП ........ 20 1.3. Динамический диапазон ГТП и его влияние на вероятность пора- жения приема . . ............ 44 Глава 2. Оптимизация структуры и характеристик ГТП с большим ди- намическим диапазоном ............'. 54 2-1. Оптимизация характеристик ГТП с узкополосным я широкополос- ным преселектором по критерию динамического диапазона . . 54 2.2. Оптимизация ГТП с автоматическим регулированием границ ди- намического диапазона ............ 64 '2.3. Адаптация ГТП к изменению электромагнитной обстановки по критерию максимума отношения С/П ........ 77 Глава 3. Повышение линейности усилительных трактов ..... 85 3.1. Особенности нелинейных эффектов в высокочастотных усилитель- ных трактах ГТП ............. 85 3.2. Анализ нелинейных искажений .в усилительных трактах ... 91 3.3. Методы улучшения линейности и расширения динамического диа- пазона высокочастотных усилительных трактов ..... 100 3.4. Структурные свойства высоколинейных усилительных трактов 106 3.5. Структурный синтез усилительных трактов на основе теории чув- ствительности . . . ........... 117 Глава 4. Повышение линейности частотно-преобразовательных трактов 125 4Л'. Анализ преобразователей частоты с резистивной нелинейностью 125 4.2. Анализ преобразователей частоты с использованием функциональ- ных рядов . . ........:.... 133 4.3. Повышение линейности и эффективной избирательности частотно- преобразовательных структур . . ........ 145 Приложение. Практические схемы высоколинейных ГТП и их функцио- нальных звеньев . . . ............ 165 Список литературы . . ............. 174; Б. М. БОГДАНОВИЧ РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА С БОЛЬШИМ ДИНАМИЧЕСКИМ ДИАПАЗОНОМ Е МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984