ББК 32.844 0-66 УДК 621.396.6 Орлов В. С., Бондаренко В. С. 0-66 Фильтры на поверхностных акустических волнах.— М.: Радио и связь, 1984.—272 с., ил. В пер.: 1 р. 30 к. Ф Описываются модели п методы синтеза фильтров на поверхностных акустических волнах по заданным частотным характеристикам. Рассмат- риваются вопросы конструирования таких фильтров, практические вопросы технологии изготовления звукопроводов и структур, преобразователей фильтров, анализируется влияние производственных погрешностей на их выходные параметры. Описываются принципы построения систем автома- тизированного проектирования и изготовления таких фильтров. Для инженерно-технических работников, занимающихся разработкой и изготовлением акустоэлектронных радиокомпонентов для аппаратуры систем радиолокации, связи, телевидения. О 2401000000—173 -75—84 046(01)—84 ББК 32.844 6Ф2.1 РЕЦЕНЗЕНТЫ: доктор техн. наук проф. И. Н. ВОЖЕНИН и канд. хим. наук В. П. ЛАВРИЩЕВ Редакция литературы по конструированию и технологии производства радиоэлектронной аппаратуры ВИКТОР СЕМЕНОВИЧ ОРЛОВ ВИКТОР СТЕПАНОВИЧ БОНДАРЕНКО ФИЛЬТРЫ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ Редактор Г. Н. Астафуров Переплет художника В. Н. Давыдова Художественный редактор Л. Н. Сильянов Технический редактор Л. А. Горшкова Корректор Т. В. Дземидович И Б № 469 Сдано в набор 3.02.84 г. Подписано в печать 31.05.84 г. Т-10288 Формат 60x90/ie Бумага кн.-журнальная Гарнитура литературная Печать высокая Усл. печ. л. 17,0 Усл. кр.-отт. 17,0 Уч.-изд. л. 18,56 Тираж 6900 экз. Изд. № 20356 Зак. № 21 Цена 1 р. 30 к. Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693 Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат» 101000 Москва, ул. Кирова, д. 40 •© Издательство «Радио и связь», 1984 ПРЕДИСЛОВИЕ Непрерывное усложнение функций, выполняемых радиоэлек- тронной аппаратурой, ужесточение требований к ее габаритам, на- дежности и стоимости затрудняют решение про'блемы комплекс- ной миниатюризации. Одной из самых слож'ных задач является миниатюризация устройств обработки сигналов и, прежде всего, электрических фильтров, так как большинство из 'них построено на сосредото- ченных 'ил'и распределенных элементах (LC-фильтры, кварцевые резонаторные, полосковые, волноводные, коаксиальные, 'встречно- стержневые, спиральные и др.) и по своим габаритам и техноло- гии изготовления несовместимо с микросхемами. Пути решения этой задачи для каждого частотного диапазона .различны, однако одним из наиболее эффективных способов является 'все более широкое использование функциональных устройств, основанных на тех шли иных 'свойствах твердого тела .{I]. В настоящее время уже 'сложился ряд самостоятельных нап- равлений функциональной электроники: полупроводниковая элек- троника, оптоэлектроника, акустоэлектроника, криогенная электро- ника, магнитоэлектроника, молекулярная электроника, теплоэлек- троника и т. д. Среди этих направлений нр:и 'реализации устройств обработки сигналов особое место принадлежит акустоэлектронике, которая охватывает вопросы возбуждения, распространения и приема 'высокочастотных акустических воли в объеме и на по- верхности твердых тел, а также взаимодействие этих волн с элек- тромагнитными полями. Основные 'материалы, используемые в современной акустоэлектронике, — пьезоэлектрические диэлектри- ки и пьезоэлектрические полупроводники. Среди различных типов акустических волн для широкого ис- пользования в технике выделяются поверхностные акустические волны (ПАВ) благодаря простоте возбуждения и приема, а так- же доступности на всем пути распространения для отвода и об- работки. Работы в области создания и практического применения уст- ройств на ПАВ в технике начались в конце 50-х годов в СССР и несколько позже в США. За два 'истекших десятилетия своего развития техника ПАВ прошла путь от 'простейших линий задерж- ки до уникальных многофункциональных устройств обработки сложных сигналов. В настоящее время известен широкий класс функциональных элементов и устройств на ПАВ: линии задержки 'малой длитель- ности, многоотводные линии задержки, согласованные фильтры для сигналов с линейной частотной и фазовой 'модуляцией, различ- ные типы полосовых фильтров, резонаторы, генераторы, усили- тели, корреляторы, фазовращатели, всевозможные датчики, вол- новоды и т. п. [3, 4]. 3 Устройства на ПАВ не только ,в состоянии эффективно выпол- нять отдельные уникальные операции по обработке сигналов, но и служить основой для многофункциональных подсистем: согла- сованной фильтрации, обработки сигналов в реальном 'масштабе времени, фурье-процeccсоров и т. п. В этом перечне особое место принадлежит полосовым фильтрам ПАВ, что обусловлено, в пер- вую очередь, широким разнообразием реализуемых частотных ха- рактеристик. Это могут быть полосовые фильтры с 'высокой пря- моугольностью АЧХ 'или, наоборот, со сложной формой АЧХ (че- бышевской, гауссовской, 'треугольной, трапециевидной и др.) при заданной линейной или 'нелинейной ФЧХ, режекторные фильтры, частотные дискриминаторы, преобразователи Гильберта, диффе- ренциаторы и т. п. Кроме того, в настоящее время уже достигну- ты высокие параметры полосовых фильтров ПАВ, близкие к пре- дельным, 'и ряд разработок фильтров освоен в серийном и мас- совом производстве, чего, к сожалению, нельзя сказать о других функциональных устройствах на ПАВ. Помимо своих уникальных электрических характеристик, филь- тры ПАВ выгодно отличаются от своих аналогов малыми разме- рами, механической прочностью, высокой надежностью, обуслов- ливаемой качеством исходных материалов и процессом их обра- ботки. Использование же достижений фотолитографии и группо- вой полупроводниковой технологии при изготовлении позволяют получить хорошую воспроизводимость параметров и сравнительно низкую стоимость фильтров ПАВ [3,4]. Они с успехом могут при- меняться во входных цепях и трактах промежуточных частот си- стем связи, телевидения и радиолокации, в системах следящей и оптимальной фильтрации, в измерителях скорости и дальности, устройствах формирования и обработки сигналов РЛС, в анали- заторах спектра, генераторах, синтезаторах и дискриминаторах частоты измерительной техники, в аналоговых системах автомата ки и телемеханики и др. Теория фильтров ПАВ опирается на фундаментальные работы советских ученых И. А. Викторова, Ю. В. Гуляева, С. В. Богда- нова и зарубежных исследователей Р. Уайта, А. Слободника, К. Ингебригстена, Р. Милсома, К. Лайкера, Т. Сцабо и других в области физической акустики. Разработка методов проектирования высококачественных филь- тров ПАВ стала возможной благодаря созданию физических и математических моделей их работы Р. Смитом, К. Хартмано'м, Б. Ханзингером, В. С. Бондаренко, А. В. Алексеевым, И. Б. Я»ов- киным, С. С. Карийским. Здесь особо следует отметить исследо- вания К. Атцени и Л. Мазотти, Р. Танкрилла и М. Холланда, развитые в дальнейшем С. Н. Кондратьевым, В. Н. Дашенковым, а также авторами книги и позволившие использовать для инже- нерных расчетов фильтры ПАВ и оптимизации их конструкций, хорошо развитые теории цифровых нерекурсивных фильтров и дискретных сигналов, известные из классических работ Д. Кайзе- ра, Л. Рабйнера, Б. Голда, Р. Хемминга, А. М. Трахтмана. Большое количество оригинальных конструктивных решений фильтров ПАВ, 'нашедших 'практическое применение, было 'пред- ложено В. И. Речицким, П. Г. Ивановым, Д. В. Карпеевым, С. Н. Кондратьевым и др. Несмотря 'на освоение рядом фирм США, Японии, Франции массового выпуска некоторых типов фильтров ПАВ, например телевизионных, интерес к ним неуклонно растет: число патентов, выданных 'на конструкции фильтров ПАВ, с каждым годом прак- тически удваивается, еще более резко возрастает количество жур- нальных публикаций по этой тематике, причем количество послед- них превышает несколько сотен. Если в первых исследованиях главным образом проводился анализ работы различных вариан- тов конструкций встречно-штыревого преобразователя — основ- ного элемента большинства фильтров ПАВ, то работы последних трех-пяти лет 'посвящены 'преимущественно сложной и до конца еще не решенной 'проблеме синтеза фильтров ПАВ по заданным характеристикам. И насчитывается ограниченное число публика- ций, в которых комплексно описываются вопросы конструирования и технологии изготовления серийно способных образцов фильтров ПАВ. Специфика проектирования и технологии изготовления фильтров ПАВ заключается в том, что они охватывают целый комплекс знаний из различных отраслей науки 'и техники — таких, , как теория цепей и сигналов, кристаллография, физическая акус- тика, прикладная математика, микроэлектроника и др. Имеющие- ся материалы малодоступны .и освещают лишь узкие вопросы сложной проблемы проектирования фильтров на ПАВ. Поэтому в предлагаемой книге сделана попытка сосредоточить по возможности большинство сведений, необходимых .инженерам, занимающимся практическими задачами проектирования и изго- товления фильтров ПАВ. В то же время авторам пришлось суще- ственно ограничить 'сведения до расчетам и измерениям харак- теристик ПАВ, методам синтеза и применения фильтров в раз- личных областях техники и др. Конечно, рассмотренный в 'книге круг вопросов не является всеобъемлющим, поскольку ставятся новые, все более сложные проблемы. Книга состоит из трех условных частей. В первой условной части (гл. 1, 2) рассмотрены физические основы, необходимые для понимания процесса проектирования фильтров ПАВ, приве- дены рекомендации по выбору 'структур фильтров ПАВ и типов составляющих их преобразователей с целью реализации заданных характеристик. Во второй условной части (гл. 3—6) описаны ме- тоды расчета различных конструкций фильтров, в том числе узко- полосных, в тесной связи с физическими явлениями (дифракцией, отражениями, возбуждением паразитных волн и т. п.), возникаю- щими при возбуждении, распространении и приеме ПАВ в пьезо- электриках, а также освещаются проблемы согласования фильт- ров с комплексными нагрузками. Третья условная часть (гл. 7, 8) охватывает технологические вопросы создания фильтров ПАВ, а также автоматизации проектирования и 'изготовления фильтров. Естественно, для решения такого круга вопросов авторам по- требовалась 'помощь других .специалистов. Так, 'большинство ис- пользованных программ и приведенных расчетов было подготов- лено при участии С. А. Кожина, Н. Ф. Науменко и В. С. Савчен- кова. Существенную помощь в проведении экспериментальных исследований и изготовлении образцов фильтров оказали Г. В. Ве- рещагин, Л. Б. Аксенова. Авторы особенно признательны С. Н. Кон- дратьеву, А. Н. Алексееву .и Л. В. Орловой 'за 'полезные дискуссии и ценные замечания, сделанные ими пр'и просмотре рукописи книги. Авторы с благодарностью примут 'все замечания и предложения читателей, которые следует направлять по адресу: 101000, Моск- ва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь». Авторы ПРИНЯТЫЕ УСЛОВНЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ Л —число электродов преобразователя Л(<й) —амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) Qn, a {in} —коэффициенты импульсной характеристики ас, —затухание боковых лепестков Явн — вносимое затухание Дгар — гарантированное затухание в полосе заграж- дения йр — рабочее затухание bn — ширина электрода Ва((й) —реактивная проводимость акустического излу- чения преобразователя Сг, Сн — емкость генератора и нагрузки Cs — емкость пары электродов на единицу длины Ст, Сп, Ср —статические емкости ВШП в различных экви- валентных схемах dn — соотношения ширины электрода к полуперио- ду ВШП е(Хп), e(tn) —огибающая перекрытия электродов Ga((o) —активная проводимость акустического излу- чения преобразователя Н (is)) —характеристическая'передаточная функция Яс(со), //s((o) —четная и нечетная части передаточной функ- ции h(t), h(nTo) —собственные непрерывная и дискретизирован- ная 'импульсные характеристики hc(f),hs(t}—огибающие синфазной и ортогональной со- ставляющих импульсной характеристики /(ю) —мнимая составляющая передаточной функции /Сп — коэффициент прямоугольности ks — коэффициент электромеханической связи 6 Зп — полупериод структуры преобразователя N — число пар электродов преобразователя Qo — ненагруженная добротность резонатора Rr, Ru —сопротивления генератора и нагрузки Т? (со)—действительная составляющая передаточной функции г —параметр весовой функции 'свертки Т—длительность импульсной характеристики преобразователя Тц—интервал дискретизации импульсной харак- теристики tn — временная координата центра электрода или зазора "Уе, ^f, 'У эф— 'скорости ПАВ на металлизированной,^ сво- бодной и частично металлизированной по- верхностях Wo — апертура преобразователя w(t), W (со) —весовая функция свертки и ее спектр Хп—координата центра электрода 'или зазора по оси абсцисс Уп —длина электродов 'преобразователя Увх (со), Увых(й) —полная входная и выходная проводимости фильтра Увх(со), г/вых((о) —'полная входная 'и 'выходная проводимости ВШП 2'вх(<в), ^вых(<о) —'полное входное и выходное сопротивления фильтра Zr(co), 2н(<в) —полное сопротивление генератора и нагрузки «я, Рп, уп, v^n, Vn — коэффициенты .составляющих импульсной ха- р актер'истик'и •уа, уд—коэффициенты анизотропии и дисперсии Ла, 60 — неравномерность и 'пульсации АЧХ в полосе пропускания Au)g — переходная полоса Да,— полоса пропускания по уровню / дБ ез, еп — пульсации АЧХ в полосах заграждения и пропускания бг—относительная диэлектрическая проницае- мость 6 (со) —фазочастотная характеристика Кп — период структуры преобразователя Ко —длина волны на частоте 'синхронизма То — время прохождения ПАВ 'между преобразова- телями т((й) —групповое время запаздывания Q — круговая расстройка от средней частоты Qh — интервал между частотными выборками <йв, (йн, соо, Юср — верхняя, .нижняя, центральная 'и средняя кру- говые 'частоты 'интервала 7 ГЛАВА 1. ЧАСТОТНО-ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ МИКРОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ 1.1. КОНСТРУКТИВНО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ И КРИТЕРИИ ОЦЕНКИ КАЧЕСТВА ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ В настоящее время 'известно более 30 различных типов элек- трических полосовых фильтров, охватывающих частотный диапа- зон от долей герц до десятков гигагерц :[2], а с появлением уст- ройств обработки световой информации этот диапазон расширил- ся до тысяч гигагерц. Однако устоявшаяся классификация фильтров 'отсутствует. Наиболее распространенной является клас- сификация по рабочему частотному диапазону: 'фильтры низких и 'инфранизких частот, фильтры СВЧ и т. д., но границы указанных диапазонов достаточно условны. По-видимому, при классификации фильтров сто рабочему диапазону наиболее правильно придержи- ваться деления по длине используемых электромагнитных волн: фильтры гигаметрового и 'километрового диапазонов; фильтры мет- рового 'и дециметрового диапазонов; фильтры сантиметрового и миллиметрового диапазонов и т. д. Независимо от рабочей частоты фильтры разделяются по шири- не полосы пропускания. Принятое в настоящее время подобное деление для активных 7?С-фильтров на октавные, полуоктавные, третьоктавные и т. д. не может быть распространено на более узкополосные фильтры. Вероятно, всю номенклатуру фильтров более удобно 'классифицировать по полосе пропускания следую- щим образом: 'сверхузкополосные (0,001 %<Л^з/Л)<0,1%); узкопо- лосные (0,1%<А^з//о<1%); среднеполосные фильтры (1 % <^о< <10%); широкополосные (10%<А|з//о<50%); сверхширокополос- ные (50%<АМо<100%). Даже среди 'фильтров одного типа (например, на LC-конту.рах) существует большое разнообразие конструктивных решений, реа- лизуемых на различной технологической 'базе, что делает очень сложной единую классификацию по конструктивным признакам. Такая классификация была предложена для фильтров с локали- зованной энергией '[2], но ее .можно распространить 'и на боль- шинство существующих типов фильтров, которые тогда разделятся на две 'большие группы: на основе развязанных резонаторов и на основе 'связанных резонаторов. При этом резонаторы могут быть как твердотельными (пьезоэлектрическими, диэлектрическими,. 8 ферритовыми и т. п.), так и электрическими (на г-С-контурах, спи- ральные, волноводные, коаксиальные и т. л.). К .первой группе относятся следующие типы конструкций. Дискретно-компонентная. Обеспечивается электрическое соеди- нение отдельных резонаторов и дополнительных навесных радио- компонентов, например трансформаторов, конденсаторов, резисто- ров. Такое конструктивное исполнение имеют фильтры на сосре- доточенных LC- и >/?С-элементах; фильтры на дискретных пьезо- электрических, диэлектрических, ферритовых и спиральных резо- наторах. Каждый тип фильтра имеет свою технологическую спе- цифику, слабо связанную с технологией ИМС. 'Модульная. Предусматривается электрическое соединение изо- лированных резонаторов, расположенных на одной подложке или основании, и дополнительных навесных радиокомпонентов. К это- му типу можно отнести фильтры на сосредоточенных пленочных или печатных LC- и ^С-элементах, однослойные 'пьезоэлектри- ческие фильтры, керамические твердые схемы с акустически изо- лированными резонаторами; коаксиальные, боночные, .волновод- ные, встречно-стержневые фильтры. Некоторые конструкции могут быть реализованы по технологии печатных схем или пленочных ИМС. Блочно-модульная. Осуществляется электрическое соединение нескольких простых модулей и дополнительных навесных радио- компонентов. Может быть реализована из модульной при построе- нии многозвенных фильтров. Интегральная. Обеспечивается электрическое соединение изо- лированных .резонаторов и дополнительных радиокомпонентов, на- пример конденсаторов или резисторов, выполненных совмести» на поверхности или в объеме одной подложки. Такие конструкции имеют активные ^С-фильтры на гираторах, операционных уси- лителях и т. п.; LC-фильтры с пленочными распределенными эле- ментами, фильтры на приборах с зарядовой связью, активные керамические твердые схемы, фильтры печатные встречно-стерж- невые, фильтры на связанных и симметричных полосковых ли- ниях, на слоистых пьезорезонаторах и др. Указанные типы фильт- ров выполняются по технологии полупроводниковых или гибрид- но-шленочных ИМС. Блочно-интегральная. Предусматривается электрическое соеди- нение интегральных элементов или модулей нескольких изолиро- ванных резонаторов, расположенных на одной подложке, и до- полнительных радиокомпонентов, выполненных в виде одной или нескольких HfMC. Вторая группа включает в себя следующие типы конструк- ций фильтров. Функциональная. Представляет собой акустически или элект- рически связанную систему резонаторов на стоверхности или в объеме одной подложки. К названному типу принадлежат моно- литные и билитные пьезоэлектрические фильтры; многорезона- торные керамические твердые схемы с акустической связью, 9 Таблица 1.1. Сравнительные характеристики электрических фильтров № Типы фильтров У ^S,л ег ь-,S(-1 в°$1о СУ Й t4а о у мct Й U" ^ *s(JS3, 0^ Электри 1 LC 0,1 1 0,3—30 150—300 0,60 50 3,2 35 LC 1 10 0,5—50 140-200 0,65 80 2,9 18,6 LC 10 30 1—80 100—150 0,92 70 2,0 3,2 LC 30 100 2—100 8—120 1,35 60 3,12 1,2 LC 100 1000 20-80 5—20 2,1 40 3,2 0,02 2 .RC-пассивные 0 1 20-100 0,5—2 7,0 40 10 0,75 3 ^С-активные 0 12 21—60 20-100 — 65 2,1 0,75 4 Спиральные 15 1000 0,15—20 200—600 0,9 60 3,82 2,82 5 Полосковые на 300 3000 2—30 150—200 2,0 50 1,9 1,5-. связанных ли -1,8 ниях 6 Печатные на 300 3000 2—30 200—300 1,6 50 2,21 4,7— симметричных —5,0 полосках' 7 Печатные 200 6000 5—40 200—400 3,4 80 223 5,6 встречно- стержневые 8 Встречно- 200 6000 0,1—70 1000— 0,17 40 2,5 6,5- стержневые —1300 —9,7 9 Гребенчатые 200 6000 0,1—15 200—400 1,25 40 2,7 38,2 10 Боночные 500 8000 0,05—20 2000— 0,17 40 3,8 12,9— —2500 -15,3 11 Коаксиальные 300 10000 0,2—20 200—1000 1,1 50 3,7 4,2 12 Волноводные 3000 40000 0,06—8 7000— 0,09 50 4,1 163 —9000 Ю-4 1 0,01—10 (4—80) X Х103 2,14 Ю-3 20 1—40 2—200 — 1000 10000 0,5—3 (2—8) X Х103 0,32 300 40000 0,2—10 1500— —2000 0,73 13 Электромеха- нические 14 На приборах с зарядовой связью. 15J На диэлектри- ческих резона- торах 16 На монокри- сталлах ферри- тов 10 Совместимость с ИМС =Я "3fc4 •§да х u u2-. Е-3: Щ 3 аа & g "S u S 1§ 0 У к ct 3 S 0 по кон по тех &уи § "а ^ < о' Q а'4 1< ^ 17 Дискретные Ю-4 300 0,001—3 (30- 0,12 90 2,95 9,5 пьезокварце- —200)-103 вые 18 Дискретные 2. Ю-4 30 0,2—10 (0,3- 2,16 60 2,6 2,66 пьезокерами- —20).Ю3 ческие 19 Интегральные 4,0 250 0,001—3 (10- 0,078 80 2,55 0,75 пьезокварце- —200)Х вые Y 1ПЗ /\ 1 V 20 Интегральные 1,0 20 1—15 1000— 1,2 60 2,6 0,04— пьезокерами- -5000 —0,06 ЧбСКИе' 21 Керамические 0,3 30 0,5—7 300—700 3,5 50 2,49 0,35 твердые схемы 22 На поверхност 5 2000 0,1—60 1—200 0,48 60 1,45 0,5 ных акустиче- ских волнах 23 ПАВ-резона- 30 2000 0,1—0,2 (2—20) X 1,8 80 2,5 1,0 торнью у|ПЗ/\ 1 V 24 На слоистых 100 1000 0,01—0,1 (4-12) X 2 50 4,5 0,2 пьезорезона- Х103 торах фильтры ПАВ, фильтры на приборах с зарядовой связью. Реа- лизация фильтров осуществляется на базе технологии ИМС. Блочно-функциональная. Осуществляется электрическое соеди- нение нескольких простых функциональных устройств, каждое из которых выполнено на отдельной подложке, и (в общем случае) дополнительных навесных радиокомпонентов. .Помимо керамиче- ских твердых схем с акустической связью, многозвенных монолит- ных .пьезоэлектрических фильтров и многозвенных фильтров ПАВ сюда можно отнести фильтры на ПАВ-резонаторах и электроме- ханические фильтры, причем для реализации последних техноло- гия 'изготовления ИМС 'непригодна. Интегрально-функциональная. Это фильтры с электроакусти- ческой связью, электрическое соединение нескольких акустически изолированных схем и, в общем случае, акустически изолирован- ных резонаторов, а также дополнительных радиокомпонентов (обычно конденсаторов), расположенных на одной подложке. Блочно-интегральная. Имеется в виду электрическое соедине- ние интегрально-функциональных схем и (в общем случае) мо- дулей акустически развязанных резонаторов и дополнительных элементов. 12 Окончание табл. 1.1 Совместимость с ИМС 'Я- •^ U t-. •а а; ^ о.., Е 1) 0- Uia Е 0 л ии. эт •- я ох Я .^ С; С-[ = = 0 •^ д:^ по конструкции по технологии ^Й5 ^S с( 2 G У S ^ и и L. 1-," ttf й§ •^ i- 5?оA U— ^а 44 1,15-—1,54 50—68 43,6 2,0 55 2,2 0,575 4,75 5,7 1,5 45 3,0 0,043— —0,059 0,13— -0,17 7,65 1,5 65 0,6 0,06— —0,08 3,0 2,3 1,5 50 0,6 1,2 0,72 1,48 2,0 40 1,73 0,24 0,415 2,5 0,2 65 6,1 1,8 11 15,3 0,60 60 4,5 0,4 1,8 8,1 1,2 45 0,5— 5-40 » Частич 171 —50 но сов местим 30- 100— » То же tH] —150 —500 2—20 5—15 Совме Совме [3, 16] стим стим 30— 100— То же То же [3, 161 —100 —500 60- 60-80 Не сов [15} 1 ЛП——— 1 \J\J местим 10—80 5-50 » Совме [17,18] стим 0—70 2—80 » То же [19] 40—50 40-60 » » [14] Указанной классификации по частотному диапазону, полосе пропускания и конструктивному дополнению мы и будем при- держиваться в дальнейшем. При выборе того или иного типа фильтра для реализации за- данных характеристик необходимы количественные критерии их качества. Основным требованием 'к 'полосовым фильтрам являет- ся их высокая избирательность, определяемая коэффициентом прямоугольное™ АЧХ и гарантированным затуханием йгар в по- лосе заграждения фильтра. Для улучшения прямоугольности АЧХ необходимо одновре- менно увеличивать число 'звеньев фильтра и яенатруженную доб- ротность Qo отдельных резонаторов, из которых он состоит, что приведет к значительному росту габаритов избирательного уст- ройства. Для объективного сравнения качества различных типов фильтров можно использовать параметр габаритный индекс из- бирательности, определяемый как произведение коэффициента прямоугольности Кп 'по уровням (40/3) дБ на средний объем Vcp резонатора 13 где Уд—общий объем фильтра при полосе пропускания А^з//о= = 1 % ; п— число резонаторов в фильтре. Очевидно, что чем меньше Ги, тем качественнее фильтр. Из результатов обработки многочисленных литературных и экспери- менталыных данных найдено, что для любого типа фильтра про- изведение среднего объема резонатора на корень квадратный из средней частоты есть величина постоянная, названная приведен- ным частотным объемом резонатора, т. е. V^^YJ^V^Vr^ const. Так как габариты резонаторов значительно зависят от часто- ты, то использование приведенного частотного объема при опре- делении габаритного индекса избирательности дает возможность сравнивать качество различных типов фильтров независимо от их рабочих ча.стот. Значения Ул для большинства известных типов фильтров при- ведены в табл. 1.1. Фильтры ПАВ являются устройствами с рас- пределенной структурой и для них за число резонаторов прини- малось число лепестков в функциях аподизации приемного и пе- редающего преобразователей. На частотах выше 200—300 МГц большое значение приобре- тают потери, вносимые селективными устройствами, поскольку 'в этом диапазоне трудно реализовать эффективные малошумящие усилители, компенсирующие эти потери. В '[5] был введен пара- метр, позволяющий оценить .качество фильтров на полосковых ли- ниях с точки зрения потерь и названный габаритным индексом по- терь: G = "^--^--^а V П П "СрГср. где йср и Vcp — средняя величина вносимых потерь и объема од- ного резонатора фильтра при полосе А/з//о=1°/о- Чем меньше G, тем выше качество фильтра. Для сравнения фильтров, работаю- щих на различных частотах, вместо среднего объема резонатора Vcp следует использовать приведенный частотный объем Vn. Тог- да модифицированный габаритный индекс потерь _ ^н ty -./-г- ,, ^--тг-^УТо-аср^п- 1.2. ВОЗМОЖНОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЧАСТОТНО-ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ До недавнего времени вопросы частотной селекции в приемно-усилительных трактах, работающих в диапазоне от гигаметровых до сантиметровых волн, решались в основном за счет применения электрических LC-фильтров раз- личных типов, построенных по дискретно-компонентному принципу [б]. Не- смотря на обширные работы по совершенствованию методов проектирования и изготовления LC-фильтров, такой способ селекции имеет два существенных 14 недостатка: плохую конструктивную и технологическую совместимость с мик- роминиатюрными узлами и невозможность использования совместно с анало- говыми ИМС большой степени интеграции. Первым шагом на пути миниатюризации частотно-избирательных устройств была замена фильтров с электрическими резонаторами на твердотельные с пьезоэлектрическими [7], диэлектрическими [8] и ферритовыми [9] резонато- рами и последующий переход к модульным и интегральным конструкциям: к активным RC- и цифровым [10] фильтрам в гигаметровом диапазоне, элект- ромеханическим фильтрам [11] и фильтрам на приборах с зарядовой связью [12] в диапазоне километровых волн, фильтрам на полосковых линиях в верх- ней части метрового и в дециметровом диапазонах [13, 15]. Рабочий частот- ный диапазон и достижимые полосы пропускания перечисленных типов фильт- ров иллюстрируются на рис. 1.1,а,б, а основные усредненные их характери- стики приведены в табл. 1.1, причем номера фильтров на рисунке соответст- вуют номеру в таблице. Но лишь некоторые из перечисленных типов фильтров частично захва- тывают интервал от 5 до 800 МГц, т. е. той части метрового и дециметрового диапазонов, где наиболее часто выбираются промежуточные частоты прием- ных устройств систем связи и радиолокации. Размеры резонаторов электроме- ханических фильтров или структур приборов с зарядовой связью для таких частот настолько малы, что реализовать их практически невозможно; четверть- волновые отрезки полосковых линий, напротив, оказываются слишком длин- ными. Решить же проблему путем применения подложек с высокими значе- ниями относительной диэлектрической проницаемости е, не удается, поскольку с ростом бг увеличиваются потери в диэлектрике, ухудшается температурная стабильность, а расчетная ширина печатных линий недопустимо мала [5]. Наиболее успешно в части диапазона 5—800 МГц работают пьезофильтры [2, 7, 14], использующие различные виды акустических колебаний (рис. 1.1, в) с длиной волны в 105—10е раз меньше электромагнитных волн, что определяет чрезвычайно малые габариты пьезоэлектрических устройств. Пьезофильтры об- ладают высокой добротностью, хорошей температурной и временной стабиль- ностью. Наибольшей совместимостью с ИМС обладают интегральные пьезофильтры с функциональной и блочно-функциональной реализацией [2, 3, 4], основные характеристики которых приведены в табл. 1.1. В результате развития акустоэлектроники возникло два направления раз- работки перспективных интегральных пьезофильтров на основе локализации энергии акустических колебаний. Такая локализация может быть осуществлена как в ограниченном объеме, так и вблизи поверхности пьезомонолита [2]. В первом случае реализация этого эффекта базируется на использовании вол- новодных свойств пьезоструктур, в частности явления захвата энергии упругих колебаний объемной акустической волны (ОАВ) в подэлектродной области ме- таллизированных пьезоподложек и ее экспоненциального затухания с расстоя- нием во внеэлектродной области, во втором — на использовании специфики возбуждения, распространения и приема определенных типов акустических ко- лебаний, в частности поверхностных акустических волн (ПАВ) (рэлеевских). Интегральные монолитные пьезофильтры [14] представляют собой пьезо- электрическую подложку с нанесенными на ее поверхности электродами, под которыми происходит локализация энергии ОАВ и пары которых образуют 15 акустически связанные резонаторы (функциональная реализация). Для ослаб- ления паразитных откликов в полосе заграждения применяют электрическое соединение нескольких групп акустически связанных между собой резонаторов, расположенных на общей или отдельных подложках (блочно-функциональная реализация). Частотный диапазон интегральных пьезокварцевых фильтров, рассчитанных на основную моду колебаний, составляет 4—40 МГц, а при высших гармони- ках расширяется до 250—300 МГц; при этом полоса пропускания лежит в ^•s/fo, % w3 п" ю5 10е w7 m8 10s f,m ^г/т^Уо _ J» ^щ^т' ••• • \'-,\ \\' \; Ю7 Ю* №'' Ю6 Ю7 10s 10я ГГи, В) Рис. 1.1. Рабочий диапазон фильтров различных типов: о—на электрических резонаторах: б—твердотельных фильтров; в—на акустических свя' занных резонаторах 16 пределах 0,001-1,0% [14, 16]. Для работы на частотах ниже 4 МГц пьез^ элементы должны быть неприемлемо большими, а на частотах выше 40 МГд слишком тонкими. При использовании танталата лития рабочий диапазон тот же, что и для кварца, а для пьезокерамики ограничен сверху до 30—50 МГц, так как повышение частоты в последнем случае ведет к резкому увеличению вносимых потерь. Полоса пропускания фильтров с захватом энергии ОАВ в сильных пьезоэлектриках составляет 0,5—5%, а при наличии расширительных катушек может быть доведена до 10%. Таким образом, интегральные пьезофильтры с локализацией энергии ОАВ перекрывают низкочастотную часть метрового диапазона и являются узкопо- лосными. Особенно перспективным типом интегральных фильтров для метрового и дециметрового диапазонов являются пьезофильтры с локализацией энергии ПАВ [2—4, 17, 18], которые представляют собой ультразвуковые волны, распространяющиеся вдоль поверхности многих твердых тел. Волны вызывают деформации поверхности по синусоидальному закону, а их амплитуда убывает с ростом расстояния от поверхности по экспоненте. По мере удаления от источника ПАВ затухает. При распространении ПАВ в пьезоэлектрике типа кварца или ниобата лития механические деформации, связанные с волной, благодаря пьезоэффекту создают периодические электрические поля. Нанеся на поверхность пьезо- электрика преобразователи, например, встречно-штыревого типа [4], можно возбудить или обнаружить ПАВ. Как любое функциональное устройство, простейший фильтр ПАВ состоит из передающего и приемного преобразователей, трансформирующих электри- ческий сигнал в акустическую волну на входе и обратно на выходе устрой- ства. Средой для поддержания ПАВ служит, в большинстве случаев, пьезо- электрический звукопровод, на полированной рабочей поверхности которого располагаются преобразователи. В зависимости от поставленных требований в структуру фильтра ПАВ могут быть включены дополнительные преобразо- ватели или управляющие элементы. Поскольку большинство типов преобразо- вателей ПАВ обладает двунаправленностью излучения, то во избежание пара- зитных отражений на торцы звуиопровода наносят поглотители. С целью умень- шения вносимых потерь на входе я выходе фильтра применяются пассивные или активные согласующие цепи. При необходимости звукопровод с преобразователями и согласующими цепями помещают в общий корпус (рис. 1.2). Основной вклад в формирование селективных свойств фильтра ПАВ вно- сят частотно-избирательные процессы преобразования волн на входе и вы- ходе. Затухания ПАВ при распространении также являются частотно-зависи- мыми, но эта зависимость для большинства пьезоэлектриков сравнительно слаба во всем освоенном диапазоне частот вплоть до 1,0—1.5 ГГц, и ею обычно пренебрегают. В результате передаточная функция фильтра ПАВ опре- деляется в основном сочетанием передаточных функций передающего и при- емного преобразователей, а также согласующих цепей. Средняя частота фильтра ПАВ зависит от длины периода электродов преобразователей. Скорость ПАВ составляет 1500-5000 м/с, поэтому нижняя граница рабочего диапазона зависит от размеров имеющихся кристаллов, ко- торые для частот ниже 5—10 МГц должны быть чрезмерно большими. Верх- 17 I ний предел ограничен возможностями технологии изготовления преобразовате- лей и при использовании обычной фотолитографии составляет 300—500 МГц; применение электронографии расширяет эти границы до 1500—2000 МГц [3,4]. Полоса пропускания фильтров ПАВ обратно пропорциональна числу электро- дов в преобразователях и может быть реализована в пределах от 0,1% до 100%. Полоса пропускания фильтров на ПАВ-резонаторах может быть сужена до 0,01% [19]. Рис. 1.2. Конструкция фильтров ПАВ: / — трансформатор; 2 — ин- дуктивность; 3 — преобразо- ватели; 4 — акустический по- глотитель; 5 — звукопровод В табл. 1.2 приведены основные достигнутые и ожидаемые параметры интегральных пьезофильтров с захватом энергии ОАВ [2, 16] и локализацией энергии ПАВ [2—4, 18]. Из сравнения видно, что указанные два типа ин- тегральных пьезофильтров с локализацией энергии акустических волн с ус- иехом дополняют друг друга. Помимо указанных выше преимуществ, фильтры ПАВ могут обеспечить наименьший коэффициент прямоугольности Кп= 1,1—1,15 по уровням (40/3) дБ, близкий к теоретическому пределу Ли =1,0. Кроме того, интегральные пьезо- фильтры на основе локализации энергии ОАВ и ПАВ имеют габаритные ин- дексы избирательности и потерь на порядок меньше, чем у фильтров других типов. Таким образом, из проведенного анализа можно сделать вывод, что в метровом и части дециметрового диапазонов интегральные пьезоэлектрические фильтры на ОАВ и ПАВ практически не имеют конкурентов по своим га- баритам и качественным характеристика;м. Возможность изготовления пьезо- электрических фильтров по планарной технологии ИМС делает их весьма перспективными для использования в микроэлектронной аппаратуре. с=Э 1.3. ЧАСТОТНЫЕ И ВРЕМЕННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛОГОВЫХ И ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ К настоящему времени методы синтеза аналоговых фильтров (например, на LC-контурах или их эквивалентах), а за последние годы и цифровых (дис- кретных) фильтров достигли высокого совершенства: составлены подробные таб- лицы и графики [5], описаны алгоритмы машинного проектирования и опти- мизации [20, 21]. Общность же закономерностей теории фильтров является весьма глубокой для всех типов фильтров и частотных диапазонов, поэтому применение многолетних достижений теории и техники аналоговых LC- и циф- 19 ровых фильтров для проектирования фильтров ПАВ является безусловно не- обходимым и целесообразным. Именно такому подходу обязаны успехи в области полосковых фильтров СВЧ [о], кварцевых резонаторных фильтров [7], монолитных пьезоэлектрических фильтров [16] и т. п. Особенность фильтров ПАВ состоит в том, что по своей природе они являются аналоговыми, но большинство методов их проектирования основы- вается на концепции трансверсальных фильтров, которые могут быть отне- сены к нерекурсивным цифровым, т. е. к дискретным фильтрам [3, 4]. Детально теория линейных электрических систем, в том числе и анало- говых фильтров, изложена в фундаментальных работах [10, 21], а методы проектирования цифровых фильтров наиболее полно представлены в [23, 24]. Из-за недостаточного объема книги мы не сможем дать полного изложе- ния теории аналоговых и цифровых фильтров, а приведем без подробных доказательств лишь те необходимые сведения из этой обширной области, которые понадобятся для понимания последующего материала по расчету фильтров ПАВ. Электрический фильтр, как любую линейную пассивную систему, можно адекватно описать в частотной и временной областях. Требования к боль-^ шинству типов электрических фильтров задаются в частотной области, по- этому на практике обычно оперируют с частотными характеристиками. Функцией, полностью описывающей электрический фильтр в частотной об- ласти, является передаточная функция //(ко), представляющая собой отноше- ние напряжения Увых на выходе фильтра к напряжению С?вх на его входе [22]. В общем случае передаточная функция //(ico) фильтра может быть представлена в виде отношения двух комплексных полиномов. Поэтому она также является комплексной и состоит из действительной R(w) и мнимой /(со) частей, т. е. Н (i (о) == R (со) + ' / (to) = А ((^е16"0». (1.1) Частоты на комплексной плоскости, на которых //(ко) обращается в нуль, называются нулями, а в бесконечность — полюсами передаточной функции. Вынужденное колебание «вых=с7вых cos [cof+6(co)] на выходе фильтра, вызываемое гармоническим воздействием с7вх==Увх cosco<, представляет собой также гармоническую функцию времени, имеющую ту же угловую частоту <», что и воздействие, но отличающуюся от последнего по амплитуде и фазе. Функции Л(ю) и 6 (со), определяющие изменение амплитуды и фазы вы- ходного сигнала Ывых относительно входного воздействия йвх в зависимости от частоты, называются соответственно амплитудной (АЧХ) и фазовой (ФЧХ) частотными характеристиками фильтра. Как ясно из уравнения (1.1), АЧХ является модулем, а ФЧХ—аргумен- том передаточной функции фильтра. Для неискаженной передачи закона модуляции сигнала через полосовой фильтр необходимо, чтобы ФЧХ была линейна в пределах полосы пропускания сон<со<с0в [25], т. е. —6 ((и) =-- Топ <о + 6 (0) == 6 (coo) + Ton (a—coo), 11.2) где Ton—постоянная величина, равная тангенсу угла наклона ФЧХ и означа- ющая отрезок времени, на который выходной сигнал запаздывает относительно входного при сохранении формы сигнала неизменной. Величина начальной фазы 20 6(0) для неискаженной передачи закона модуляции сигнала роли не играет: ее изменение приводит лишь к изменению фазы несущей частоты (Оо относи- тельно неискаженной огибающей колебания. Поэтому любую линейную ФЧХ можно без искажения закона модуляции преобразовать в нулевую путем вы- читания начальной фазы или изменением угла наклона. Величину отклонений ФЧХ фильтра от линейной можно охарактеризовать кривой фазовых искажений Д9и(со), которая получается в полосовом фильтре вычитанием касательной в точке (Оо, соответствующей середине полосы про- пускания —Д9и(со)= —0((й)—Топ(со—соо)—6(сО(|). (1.3) Идеальной называют ФЧХ, линейную в пределах полосы пропускания ь)в<(о<(0в. При идеальной ФЧХ Д9и(со)=0. Групповым временем запаздывания (ГВЗ) (распространения) называют от- резок времени, необходимый для прохождения через фильтр пучности биений двух близких частот со и co+dco; он характеризует время распространения оги- бающей сигнала и равно производной ФЧХ по частоте [25] d6((o) (1.4) т со а со В полосовых системах постоянство ГВЗ является условием неискаженной передачи модуляции огибающей сигнала, на которую изменение фазы несущей влияния не оказывает. Другими частотными характеристиками, особенно важными при расчете фильтров в различных режимах нагрузки, являются его входное ZBX (t СО) = УВХ//ВХ = ^ВХ (СО) + t Хвх ((О) и выходное (1.5> (1.6) 2вых (t со) = 1/вых//вых = ^?вых (с») + ' ^вых (со) сопротивления, а также обратные им проводимости (1.7) Увх(^)=1/2вх(»со)=Овх(со)+Г5вх(со). ^ УБЫХ (i со) == 1/2вых (t со) = <3вых (<") + t ^ых (со) J Поскольку частотные характеристики (1.1)—(1.7) определяются напряже- ниями 1/вх, вых и токами /вх, вых на входе и выходе одного и того же фильт- ра, то при определенных условиях между ними существуют однозначные за- висимости и, следовательно, если одна из них задана, то другая может быть определена. Как видно из (1.1), функции /?(&)) и /((о) связаны с функциями Л(со) и 9((о) соотношениями R (со) = А (со) cosO (со), •) / (со) = Л (со) sin 6 (со); J А (со) == YR^W+T^).) 6(co)=arctg[/(co)//?(ca)]. / (1.9) В свою очередь, любая из действительных функций Л (со), /?(со), /(со), 6 (со) и т. д. могут быть представлены в виде суммы слагаемых, обладающих четной и нечетной симметрией относительно какой-либо средней частоты соср, принятой за начало отсчета. 21 Например, АЧХ полосового фильтра Л(П)==Л,п(0)+Лнч(Й), где 0=со—Мер—расстройка относительно сйср. При этом четная часть равна полусумме Лзд(й)=0,5[Л(0)+Л(—Й)], а нечетная часть — полуразности Лнч(П)=0,5[Л(П)—Л(—Й)] прямой Л (О) и зеркальной Л (—Q) относительно начала отсчета функций. Основным слагаемым, определяющим закон симметрии, является д'ля дейст- вительной части /?((о) передаточной функции слагаемое Rm:(Q) с четной сим- метрией, а для мнимой части /(О)—слагаемое /нч(й) с нечетной симмет- рией. Дополнительным слагаемым, имеющим противоположный закон симметрии, для функции R(Q) является нечетная компонента /?нч(^), а для функции /(/?) —четная компонента /чт (П) [25]. Указанные определения основного и дополнительного слагаемых будут от- носиться к любой из рассматриваемых частотных или временных характе- ристик. Для физически реализуемого фильтра, у которого передаточная функция //(ко) является аналитической и ограниченной (или не имеет полюсов) в нижней комплексной полуплоскости ко и на вещественной оси со, действитель- ная /?(&)) и мнимая /(а) части передаточной функции связаны между собой парой преобразования Гильберта [10, 22] R(^±] ^^ | л __^ и—со 1 /(со)=-- ?/?("), ——— du, J II—гл и—со (1.10) где и — переменная интегрирования. Можно показать [10], что действительные и мнимые части других ча- стотных характеристик, определяемых только свойствами самой линейной си- стемы, например /?вх(<о) и .Хвх((о), также связаны между собой преобразова- нием Гильберта. Рассмотрим теперь условия однозначной зависимости между АЧХ и ФЧХ. Логарифмируя (1.1), получаем ln//(t'u))= In Л (со) + Г9((о). (1.11) Из сравнения (1.1) и (1.11) видно, что логарифмическая амплитудная !пЛ(со) и фазовая 9 (со) (со знаком «минус») частотные характеристики связа- ны с логарифмом передаточной функции In//(ко) таким же соотношением, как действительная /?(со) и мнимая /(со) части с самой передаточной функцией. Поэтому, заменяя в (1.10) /?(со) через 1пЛ((о) и /(со) через 9(со), получа- ем [22] ШЛ(со)=--1- f0^,) JI _L"—CO I „, , 1 ^ In Л (и) . о (wi =- — i ———— аи. 7Г. v fl —— fit 22 (1.12) Формулы (1.12) будут справедливы как и (1.10) лишь в случае, если //(ко)—функция аналитическая и ограниченная в нижней полуплоскости. По- скольку в (1.11) и (1.12) использовалась логарифмическая функция In//(Ко) и нуль функции //(ко) является бесконечностью для ее логарифма, то условие существования однозначной зависимости между логарифмической АЧХ ли- нейной системы и ее ФЧХ заключается в том, чтобы передаточная функция не имела не только полюсов, но и нулей во всей нижней полуплоскости ifs), включая вещественную ось. Системы, удовлетворяющие этому условию, назы- ваются минимально-фазовыми [22]. Физически системы минимально-фазового типа отличаются тем, что из всех возможных систем с одной и той же логарифмической АЧХ они дают наименьший сдвиг фазы на любой частоте. Системы, передаточная функция которых имеет нули (хотя бы один нуль) в нижней полуплоскости, называются неминимально-фазовыми. Всякую переда- точную функцию неминимальной фазы можно представить как произведение функции минимальной фазы и функции постоянного модуля, имеющей модуль, равный единице при всех значениях ко, и изменяющийся аргумент, отрица- тельный на всех положительных частотах (о [26]. Большинство аналоговых фильтров на сосредоточенных элементах (LC, RC, спиральные и т. п.) относятся к минимально-фазовым системам. Некоторые цифровые фильтры, например нерекурсивные, имеют передаточные функции не- минимально-фазового типа. Фильтры ПАВ, как будет показано ниже, также относятся к неминимально-фазовым системам. При определении АЧХ по за- данной ФЧХ или, наоборот, для неминимально-фазовых систем, помимо соотно- шений (1.12), необходимо указание дополнительной связи между ними, чаще всего постоянного времени запаздывания (дополнительного угла наклона ФЧХ). При анализе влияния фильтров на обрабатываемые сигналы, исследований переходных процессов, а также при реализации структуры или топологии не- которых типов фильтров, например цифровых и на ПАВ, используют времен- ные характеристики, основными из которых являются импульсная и пере- ходная. В аналоговых фильтрах сигнал на входе Ывх(0 и сигнал на выходе Увых(0 представлены непрерывными функциями времени, связанными между собой ин- тегралом свертки "вых(0 = | А(<—т)»вх(т)йт. (1.13) Если вместо Квх(т) подставить в уравнение единичную импульсную функ- цию б(<), то, выполняя интегрирование, получаем [10] "вых (0 =h(t). (1.14) Таким образом, функция h(t) рассматривается как отклик фильтра на единичный импульс 6(<), поступивший в момент времени <='0. Эта функция называется импульсной характеристикой и с помощью инте- грала свертки полностью определяет реакцию фильтра на любое воздействие при нулевых начальных условиях. Импульсная характеристика h(t) определя- ется только свойствами фильтра и является обратным преобразованием Фурье передаточной функции //(ко). Иными словами, импульсная характеристика— это сигнал, частотный спектр которого совпадает с передаточной функцией фильтра. Так же как и пара частотных характеристик—АЧХ и ФЧХ, им- 23 пульсная характеристика полностью и однозначно определяет систему пере- дачи [25]. Уравнение импульсной характеристики фильтра имеет вид [22] А(0=— f Hd^^ds,^— J [R^)+iI(»)]eMdw •" " —i» - я _« (1.15) '(1.16) Для полосового фильтра, у которого передаточная функция ограничена интервалом сон<(о<(0в, уравнение импульсной характеристики может быть переписано в виде h (/)=— Г A((o)cos[(o<+0((o)]0, I п о | или (1.21) _2 •? л 2 *" I h (<)=——f/(to)sinco0. я о J Строгое доказательство приведенных соотношений (1.20) и (1.21) выпол- нено, например, в [22]. Переходная же характеристика физически реализуемого фильтра [22] g{i)==— i'—^simoMco.^O, Л J ftl СО или (1.22) g(t)==R(0)+— С-•'созови), <>0. я л ш Рассмотрим теперь связь между составляющими частотных и временных характеристик полосового фильтра, обладающего произвольным видом АЧХ и ФЧХ. Как уже указывалось, в этом случае передаточная функция Я (Ко) явля- ется комплексной и ее действительную R(s>) и мнимую /((о) части можно раз- ложить на составляющие, четные и нечетные относительно средней частоты о)ср, т. е. R (со) == R (со—соср) = R (Q) = Rw (Q) + Рнч W. 1 /((о)=/(со—о)ср)=/(й)=/чт(й)+/нч(Й). | (1-3' Подставляя (1.23) в уравнение (1.21) импульсной характеристики, полу- чаем h (t) = hi (t) + /г, (t) + hs (t) + /14 (0, где (1.24) Ai(f)=Re— J ^.„(со—йср)^'0^, и о 1 °° /la (<) == Re-^- J Rm (a—o^e"0' d to, 1 0° hs (f) = Re — ^ /,т (co—шcp)e"a/d со, Я n (1.25) /i4 (<) = Re -1- J /нч (о)—соср)е"1" d со. 1 "о -' Преобразуем выражение для hi(f), сделав ft,«)=Re-1- T ^(^e'^+^da. я .•' Преобразуем выражение для hi(t), сделав замену 0=<й—к>ср: 1- ] ^(Oe'^p+^^a. я -,„ •ср (1^6) 25 Здесь интеграл можно рассматривать как огибающую экспоненциального сигнала е ср , а. /?чт (О) — как спектр этого сигнала. Применяя формулу Эйлера и вычисляя действительную часть, получаем 1 00 1 00 hi (f) =—cos Wept \ RHT (Q) cos Q id. Q——sincocp< J Rm (0) sin QfdQ. " -»cp я -»cp (1.27) Так как рассматриваемый сигнал узкополосный, то его спектр расположен в окрестностях частоты (Оср [27]. Поэтому нижний предел можно заменить бесконечным. Второй интеграл в уравнении (1.27) будет равен нулю как инте- грал от нечетной функции в симметричных пределах. Первый интеграл в (1.27) представляет собой четную функцию времени. Обозначив 1 <х> /1счт0')=— { ^чт (Q) cos Q td Q, я -со перепишем (1.27) в виде Ai(<)=/ic4T(<)coso)cp/. (1.28) Проводя аналогичные выкладки, получаем для других составляющих им- пульсной характеристики: Лг(1)= —hsmWsmQcpt, (1.29) где j 00 As нч (t)= — [ ^нч (Q) sin Q tdt; л -•00 АЗ (0 == —hs qr (t) sin (Ocp t, где 1 °° fts чт (<)= — f /чт (Q) cos 0 /d Й ; л -'00 (1.31) Й4 (f) = —Ac нч (t) cos cocp <, где 1 °° Аснч(0=— J /нч(й) sinO/dO. я ——00 Подставляя (1.28)—(1.31) в уравнение (1.24) для импульсной характеристи- ки, получаем h (t) == [йс чт (t)—hc нч (/)] cos Юср t — [hs чт (0 + /is нч (^] sin Юср t (1.32) или h (f) == Ад (<) cos (Ocp <—fts (<) sin cocp ^ (1.33) Таким образом, импульсная характеристика фильтра с произвольным ви- дом АЧХ и ФЧХ состоит в общем случае из двух составляющих, сдвинутых относительно друг друга на 90°, т. е. синфазной hc(.t) cos<0cp< и ортогональ- ной (квадратурной) hs(t)sin cocp/. 26 (1.30) Основным слагаемым синфазной составляющей является Асчт(0, а ортого- нальной—/1»чт(0. Представляя импульсную характеристику как [25] h (t) = йог (0 cos [cocp t + 8 (0)] = he (t) cos cocp f—hs (t) sin cucp t, ,(1.34) можно видеть, что ее огибающая йог (0 не зависит от мгновенной фазы и в любой момент времени h^(t}=~Vh\(t)+h\(t). (1.35) Для определения мгновенной фазы можно воспользоваться соотношением hs(t} (1.36) О (0 = arctg Ac (t) где hc(t)=hoT(t) cos 9 (f) и h,(t) ==hw(t) smQ(t). Анализируя уравнения (1.15), (1.23)—(1.31), можно показать, что задача расчета импульсной характеристики фильтра с произвольными АЧХ и ФЧХ сводится к расчету импульсных характеристик двух полосовых систем с иде- альными и одинаковыми ФЧХ, а АЧХ которых определяются по уравнени- ям [25]: AI (о) = Л (со) cos Д9и (со), As, (со) = Л (со) sin Дби (со), (1.37) т. е. по сути Ai(co) и Лг((о) совпадают с действительной и мнимой частями передаточной функции Я(('сй) (рис. 1.3). )сюы^ A,(S)-R(B)*R(-Q)*сят(Ус08Ь)ср<' ficWcasUcc't w- R(W-A(ii))cw!(l^) h'Wcosucpt ^ЗО} AiW-/?(Q)-R(R) /!sT,(t)siniacp't' | АВГ W- A(w),ff(w h(t) ''vk/W+^W hW~ -hv(t)ws^S(t)} A,(Q)-IW+/(-Q) /!simWsinUcp't ^- fisWsinucpt !(Ы)-А w» sinllda)fl'(t)S'Wu)cyt At(Q)-ISi)-/(-Q) ftcmWcosUcpt Рис. 1.3. Представление полосового фильтра с произвольными АЧХ и ФЧХ в виде четырех фильтров нижних частот с идеальными ФЧХ Можно еще более упростить расчет импульсной характеристики, представ- ляя фильтр с произвольными АЧХ и ФЧХ в виде четырех фильтров нижних частот с идеальными ФЧХ и АЧХ, соответствующими четной и нечетной со- ставляющим функций R (со) и /(со) (рис. 1.3). Каждый фильтр нижних частот имеет свою элементарную импульсную характеристику, из которой и форми- руются синфазная и ортогональная составляющие импульсной характеристики всей полосовой системы (рис. 1.4). В частных случаях заданного закона симметрии АЧХ и ФЧХ полосового фильтра те или иные слагаемые импульсной характеристики будут отсутство- 27 вать из-за нереализуемости соответствующих им фильтров нижних частот. По- дробно эти случаи описаны в [25]. Ниже при анализе свойств фильтров ПАВ и составляющих их преобразователей мы рассмотрим только наиболее часто тре- бующиеся передаточные функции, в основном с линейной ФЧХ, и соответст- вующие им импульсные характеристики. Поскольку импульсная характеристика h(t) является производной переход- ной характеристики g(fj, то рассмотренные выше соотношения, описывающие Частотная область H(iu) Временная область ./ П / 2 3 Ч 5 k Рис. 1.4. Представление частотных и временных характеристик полосового филь- тра в виде характеристик фильтров нижних частот 28 связь между функциями R(w) и /(со) с синфазной hc(t) cos Мер/ и ортогональ- ной hs(t) sin (Оср/ составляющими h(f), справедливы и для аналогичных состав- ляющих gс (t) cos cocpf и gs(t) sin (Ocp< переходной характеристики g(t), естест- венно, с учетом знаков и законов симметрии. В заключение перечислим основные выводы, касающиеся связи между свой- ствами фильтров во временной и частотных областях. Основное слагаемое синфазной составляющей импульсной he чт или пере- ходной gc ич характеристик определяется четным слагаемым /?чт(а>) действи- тельной части передаточной функции. Дополнительное слагаемое йснч(<) или ^счт(0 синфазной составляющей определяется нечетным слагаемым /нч(со) мнимой части передаточной функции. Основное слагаемое—/1анч(0 или gs4T<0 ортогональной составляющей порождается четной компонентой /чт(со) мнимой части передаточной функции. Дополнительное слагаемое hs чт (f) или §5нч(0 ортогональной составляющей вызывается нечетной компонентой Rw(ы) действительной части передаточной функции. Рассмотренные выше передаточная функция и импульсная характеристика, а также связанные с ними другие частотные и временные параметры фильтра определялись только собственными свойствами последнего и не зависели от режимов нагрузки, фильтра. Такие параметры реализуются только при нагру- жении фильтра на сопротивления, равные его собственным (характеристиче- ским) сопротивлениям, и называются характеристическими [28, 29]. Параметры же, реализуемые в реальных условиях при нагруженип на сопротивления, обычно отличающиеся от характеристических, называются рабочими [28, 29]. Как уже указывалось, большинство методов расчета фильтров ПАВ ба- зируется на представлении их встречно-штыревых преобразователей (ВШП), наиболее часто используемых в качестве входных и выходных, в виде транс - версальных (цифровых) фильтров. Цифровые фильтры оперируют с сигнала- ми, днскретпзированными по времени и квантованными по уровню. Методы описания цифровых 4)И•1ЬTPOB и анализа прохождения сигналов через эти фильтры находятся в тесной связи с существующими методами анализа ана- логовых систем. Поэтому здесь мы рассмотрим только те соотношения между частотными и временными характеристиками цифровых фильтров, которые от- личаются от рассмотренных соотношений для аналоговых систем и потребу- ются в дальнейшем при анализе работы ВШП и фильтров ПАВ. Если на вход цифрового фильтра поступает сигнал Ывх(17'о) в виде по- следовательности числовых значений, следующих с интервалом То, называемым интервалом дискретизации, то выходной сигнал Увых(я7'о) также будет пред- ставлять последовательность числовых значений, следующих с тем же интер- валом Тц. Поэтому при подаче на вход фильтра единичного импульса 6о(" То: при п= и, I 0 при " ^ О на выходе получим сигнал й(пГо) в виде дискретной последовательности, ко- торый называется импульсной характеристикой цифрового фильтра. При про- извольном дискретном сигнале Ивх("7о) выходная последовательность 00 "вых (" Ту) == "^ h (m Ту) «вх [(п—т) Г„] 1П=—о» (1.38) 29 является дискретной сверткой входного сигнала и импульсной характеристики фильтра. Переходная характеристика цифрового фильтра g(nTo)—реакция фильтра на единичную последовательность f 1 при " ^ О, 1 (п Г„)= [ 0 при га<0. Согласно (1.38) при ограничении входной последовательности числом от- счетов А получаем п g(nTo)= ^; /г(отГо), (1.39) m=0 /г=0, 1, 2, ... ,Л—1. Необходимым и достаточным условием устойчивости цифрового фильтра является условие [24] S 1/г(»Г„)1<°°. П==—°о Если входной является последовательность вида Увх("Го) =е"°" °, то на выходе цифрового фильтра появляется последовательность "вых("Г„)= S MmT^e-1""1-'")^^"0"7'» S М'"Г„)е-1 /тг==—оо m=—оо ^ивхСгТ^Ще"07'»). (1.40) Комплексный множитель H(e'•^i'r^^Y равный отношению выходного сигнала к входному, называется передаточной (системной) функцией цифрового фильт- ра. Передаточная функция //(е"010) является периодической функцией часто- ты со, причем ее период равен йп/Го. Эта периодичность связана со спецификой дискретизированного колебания: входная последовательность с частотой (&)+ +2л/п/Го), где т=±1, ±2... не отличается от входной последовательности с частотой со, т. е. - , „ , 1(со+2я т/Т,)пТ, шпГо , „ «вх (я Ту) = е = е == йвх (" Ту). Поскольку Ще'"70) —периодическая функция, то для полного описания достаточно задать ее на любом интервале длиной 2л/То. Обычно для этих целей используют интервал 0<ш<2я/Го=Мя, называемый частотным интервалом Найквиста [24]. Передаточная функция и импульсная характеристика цифрового фильтра связаны между собой парой дискретного преобразования Фурье [23]: Н (е"°'"°) = § h (п То) е-1""7"» , П=—ом т л/7-о h (п Ту) = -"- 1 Я (е10"7'» ) е"0"7" . 2 " -я/То Если импульсная характеристика /г(гаГо) ограничена числом отсчетов Л, 0<п<Л—1 [или импульсная характеристика h(t) соответствующего аналогового 30 фильтра длительностью Г== (Л—1)Го], то дискретное преобразование Фурье для импульсной характеристики и передаточной функции принимает другую форму [23]: H{ikQh}=^ /г(»Г„)е tnk^т' п=0 л-1 (пТ^-1^ , (1.43) h(nT,)=— ^'//(^e1"^» л п=0 (1.44) где йь=2л/АТо—интервал между спектральными составляющими передаточ- ной функции, k=±\, ±2 ... Импульсная характеристика h(nTo) цифрового фильтра как дискретизиро- ванный сигнал может быть записана в виде последовательности 6-импульсов, модулированных аналоговым сигналом йа(0, соответствующим импульсной ха- рактеристике аналогового фильтра: (1.45) Как спектры аналогового hn(t) я дискретизированного /г(пГо) сигналов, передаточные функции цифрового и соответствующего аналогового фильтров связаны между собой соотношением [24] Я(е V Н 2л \ »+^-й 1» I т. е. формально Ще"07'0 ) образована периодическим повторением Я (ко) с интервалом, равным частоте дискретизации (us=2n/To. При неправильном вы- боре частоты дискретизации (us, например при (Os<2cdB, соседние части Н(е 1(0 Т о ), т. е. соответственно ff »+-"&yi и Я {Jco+|^(fe+l)11 , ^.-'o/J'-L^o JJ будут перекрываться, что приведет к искажению передаточной функции. Пользуясь отношениями (1.44) и (1.45), можно показать, что связь между компонентами передаточной функции и импульсной характеристики цифрового фильтра такая же (с учетом дискретизации), что и для аналогового фильтра, рассмотренная в предыдущем параграфе. Например, для произвольной переда- точной функции //(е^"7'8) импульсная характеристика Ь(пТц) может быть пред- ставлена в виде двух последовательностей /1с(пГо) и h,(nTo), соответствующих синфазной и ортогональной составляющим. В свою очередь hc(nTy) и h,(nTo) разлагаются на сумму четных и нечетных коэффициентов и т. д. ГЛАВА 2. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ФИЛЬТРОВ ПАВ 2.1. ОСНОВНЫЕ ЭТАПЫ ПРОЦЕССА ПРОЕКТИРОВАНИЯ ФИЛЬТРОВ ПАВ Фильтр может считаться полностью описанным, если точно определена его 'передаточная функция или импульсная характери- стика. На практике для реализации фильтра ПАВ, удовлетво- 31 ряющего заданным требованиям по обработке сигналов, можно использовать процесс проектирования, основные этапы которого приведены на рис. 2.1. Составление технического заЗания на угильтр: требований /г АЧХ, ФЧХ ^Г83,стабильности,^а8аритам, стриности и т.п. Btsiffop материала збикопровоаа по требованиям к вносимому затуханию и стабильности Этап / быоор структурной схемь! фильтра'.''вида, количества, спосооов включения и методов озоешивпния конструктивных элементов (преобразователей, атветвителей, отражателей, волнововов, экранов и т.п.) Этап Ъ Синтез (рильтра по выбранной структурной схеме и заданным треооаанцям к еео конструктивнь/м элементом .' расчет топологии Этап ч- Расчет согласующих цепей и рабочих характеристик фильтра, коррекция тополрз и и Этап 5 Учет и компенсации этсректод второго порядки, коррекция топологии Этап ^ Получение перфоленты для изготодления фотошаблонов и выпуска конструкторской документации Этап 7 Оптимизация по стоимости,еаСарипрам, чувствительности, времени изготовления и т.п. Этап 3 Изготовление и испытания лабораторных образцов Этап 9 Рис. 2.1. Схема процесса проектирования фильтра ПАВ Первый эта'п (рис. 2.1) содержит составление требований на фильтр ПАВ, которые чаще всего задаются в частотной области. Поэтому в первый этап включаются требования к параметрам АЧХ (неравномерность Аа в полосе пропускания А/з или откло- нение от заданной формы в полосе частот ^н<^-<^в), гарантиро- ванное затухание в полосе заграждения йгар, коэффициент пря- моугольности Кп по заданному уровню затухания или число / и ширина переходных полос A/s.i, вносимое затухание Овн и ФЧХ (форма и величина Л6и(Л отклонений от заданной формы) или ГВЗ (закон изменения т(к>) 'и величина отклонения от этого за- кона). На первом этапе кроме параметров АЧХ н ФЧХ обычно .зада- ются другие необходимые параметры, такие как сопротивления генератора Rr и нагрузки Rv, между .которыми будут работать »2 фильтры, уровень сигнала Ывх, интервал рабочих температур га- бариты, масса, стоимость и т. п. При проектировании фильтров, предназначенных для 'селекции 'импульсных сигналов, задаются также длительность фронта 4 и величина выбросов переходной характеристики или же вид сигнала и его допустимые искаже- ния. Одним из основных параметров, фигурирующих в специфика- ции требований к фильтрам ПАВ для селекции импульсных сиг- налов, должен быть уровень ложных сигналов Оле, измеряемый обычно во временной области, представляющий отношение наи- большего паразитного .сигнала на выходе фильтра к основному сигналу ПАВ. Паразитные или ложные сигналы в устройствах на ПАВ определяются рядом ^эффектов второго порядка (в основ- ном электромагнитной наводкой, 'отражениями ПАВ и генерацией ОАВ) и следуют с различным запаздыванием относительно ос- новного сигнала. При этом не следует путать понятие уровня ложных сигналов Ял.с с понятием динамического диапазона, ко- торый определяется как отношение максимального и минималь- ного напряжений, соответствующих линейному участку амплитуд- ной характеристики устройства на заданной средней частоте [27]. Без принятия каких-либо мер уровень ложных сигналов в фильтрах ПАВ составляет обычно —(25—30) дБ. При использо- вании различных конструктивных или схемотехнических решений, которые будут рассмотрены ниже, уровень Яд с может быть п.о'- веден до —(50—60) дБ [18]. Динамический диапазон фильтров ПАВ зависит, с одной сто- роны, от уровня внутренних шумов, обусловленных в основном термодинамическими флуктуациями .концентраций микродефектов на поверхности звукопровода, в его кристаллической решетке и в .металлической пленке преобразователей, а с другой — напря- жением пробоя 'конструкции используемых преобразователей и может составлять более 100 дБ [17]. На втором этапе .производится .выбор материала звукопрово- да, поскольку последним определяются основные параметры фильт- ра: средняя частота, вносимое затухание, затухание в полосе за- граждения, уровень ложных сигналов, температурная и времен- ная стабильность, стоимость и т. п. Требования к материалу зву- копровода, одновременно отвечающему перечисленным парамет- рам, достаточно противоречивы, поэтому прежде всего необходи- мо определить, какой набор характеристик материала является ре- шающим для реализации конкретного фильтра. Для типовых кон- струкций фильтров при выборе материала чаще ориентируются на величину вносимого затухания и температурную стабильность, "о для фильтров с жесткими или специальными характеристика- ми критерии выбора сложнее и будут рассмотрены ниже. Результатом второго этапа должно быть нахождение основ- ных характеристик материала звукопровода: скорости ПАВ, ко- эффициента электромеханической связи, угла отклонения потока энергии, коэффициента анизотропии, акустического сопротивле- 2-21 33 ния, температурных коэффициентов скорости и задержки, диэлек- трической проницаемости. На третьем этапе устанавливается 'структурная схема фильтра ПАВ. Ка.к уже отмечалось, .передаточные свойства фильтра ПАВ определяются в основном преобразователями. Поэтому ,в первую очередь необходимо .выбрать типы и конструкции преобразовате- лей, их количество, способ включения, а также методы взвешива- ния электродов 'преобразователей, от .которых зависят предельные реализуемые параметры последних. Для реализации конкретных требований в состав фильтра кро- ме преобразователей могут быть включены другие конструктив- ные элементы: многополосковые ответвители, повышающие ослаб- ление паразитных ОАВ; фокусирующие волноводы и линзы, сни- жающие дифракционные 'искажения; отражатели, 'предназначен- ные для режекции отдельных 'частот, дифракционные решетки, электростатические 'экраны, фазовращатели, акустические погло- тители, пленочные покрытия, формирующие АЧХ и ФЧХ или аку- стически согласующие ВШП, и т. п. [30]. Кроме того, и звуко- провод, как передаточная среда для акустического сигнала, ока- зывает определенное влияние на избирательные свойства фильтра. Поскольку передаточная функция 'или импульсная характери- стика фильтра в целом зависит от всех конструктивных элемен- тов, входящих в его структурную схему, результатом третьего этапа должно быть составление технических требований на каж- дый из этих элементов. После определения структурной 'схемы задача синтеза фильт- ра ПАВ, выполняемая на четвертом этапе, сводится к синтезу преобразователей и других конструктивных элементов по задан- ным параметрам. Поскольку на этом этапе оперируют с парамет- рами, определяемыми только собственными свойствами преобра- зователей без учета реальных нагрузок и эффектов второго по- рядка, то четвертый этап можно назвать синтезом по характери- стическим параметрам. На этом этапе выбирается физико-мате- матическая модель (или модели), описывающая работу преобра- зователей и других конструктивных элементов фильтра с необхо- димой для конкретного случая точностью, методы расчета частот- ных и временных характеристик, а также топологии конструктив- ных элементов и критерии близости рассчитанных характеристик к заданным. Результатом решения первой задачи синтеза (аппроксимации) должно быть нахождение реализуемых передаточных функций и импульсных характеристик конструктивных элемег-ров, удовлетво- ряющих заданным критериям близости. Результатом же решения второй задачи синтеза (реализации) должен быть расчет тополо- гии конструктивных элементов и фильтра ПАВ в целом, отвеча- ющих требованиям, заданным на первом и третьем этапах. Вви- ду ограниченности объема здесь будут рассматриваться расчеты электрических характеристик и топологии только встречно-шты- 34 ревых преобразователей ПАВ, наиболее часто используемых при проектировании фильтров. Входное и выходное сопротивления фильтра ПАВ зависят от апертур входного и выходного ВШП, который совместно с кон- тактными площадками и технологическими полями определяет ширину звукопровода. Требования же к габаритам звукопровода часто диктуются его стоимостью, типом корпуса, в котором бу- дет размещен фильтр ПАВ и др. Поэтому обычно сопротивления фильтра ПАВ отличаются от сопротивления нагрузок, и на его вхо- де и выходе используются активные или пассивные согласующие цепи. Основной целью пятого этапа является выбор типа согласу- ющей цепи и расчет рабочих параметров фильтра при нагружении на реальные сопротивления. Если согласующие цепи относительно широкополосны и их основная задача состоит в уменьшении вносимого затухания фильтра, то на этом этапе проектирования обычно достаточно лишь учесть их влияние на рабочую 'передаточную функцию фильтра ПАВ. При выходе рабочих параметров за пределы поля допуска возможна коррекция топологии преобразователей, сос- тавляющих фильтр. Поскольку влияние широкополосных согласу- ющих цепей на форму АЧХ и ФЧХ фильтра мало, то коррекция топологии преобразователей в этом случае также будет сравни- тельно слабой и монотонной, что не скажется сильно на харак- тере последующих коррекций, необходимых, например, для учета влияния эффектов второго порядка. Если согласующие цепи сравнительно узкополооны и они вно- сят существенный вклад в формирование общей передаточной функции фильтра, то уже на этапе выбора структурной схемы заданную общую передаточную функцию фильтра следует разде- лить на составляющие передаточные функции преобразователей, других конструктивных элементов и согласующих цепей. В таком случае после расчета рабочих параметров на пятом этапе обычно требуется лишь сравнительно незначительная корректировка топо- логии преобразователей для удовлетворения требований к фор- ме АЧХ и ФЧХ. Пренебрежение влиянием согласующих цепей может привести к сильным искажениям формы АЧХ и ФЧХ и вызвать коренную перестройку фильтра. Результатом пятого этапа проектирования должны быть элек- трические схемы входной и выходной согласующих цепей, расчет их элементов, частотных и временных характеристик, а также оп- ределение рабочих передаточных функций, импульсных характе- ристик, сопротивлений и расчет топологии всех конструктивных элементов и фильтра в целом, отвечающих заданным требова- ниям. Как уже указывалось, эффекты второго порядка оказывают существенное влияние на частотные и временные характеристики фильтра ПАВ, поэтому практически невозможно создание высо- кокачественного устройства без учета и компенсации этих эффек- 2* 35 тов. Например, на 1пульсаци'и АЧХ и ФЧХ в полосе пропускания влияют, в первую очередь, электромагнитная наводка, всевозмож- ные отражения и паразитные ОАВ. Затухание же в полосе за- граждения определяется в основном дифракцией ПАВ, электро- магнитной 'наводкой, генерацией паразитных ОАВ, технологиче- скими погрешностями. Коэффициент прямоугольности ухудшается вследствие дифракции и, особенно в широкополосных фильтрах, из-за генерации ОАВ. На режекции в заданных нулях АЧХ су- щественно сказываются технологические .погрешности и др. Характер эффектов второго порядка зависит в основном от материала 'звукопровода, конструкции 'преобразователей и режи- мов согласования. Поэтому учет эффектов второго порядка про- изводится на шестом этапе после определения топологии фильт- ра и вида согласующих цепей. Причины возникновения этих эффектов, методы расчета и спо- собы их уменьшения .весьма разнообразны и часто для различных эффектов противоречат друг другу. Поэтому уже на первом эта- пе проектирования необходимо выделить сравнительно узкий пе- речень параметров, наиболее важных для конкретного фильтра, например затухание ;в полосе заграждения, а .на втором и треть- ем этапах определить шути (конструктивные или расчетно-анали- тические) уменьшения искажений из-.за каждого эффекта, влия- ющего па выделенные параметры, например дифракции, электро- магнитной наводки и паразитных ОАВ. Кроме того, на третьем этапе следует выбирать 'конструкции преобразователей и других элементов 'в фильтрах, минимизирующих одни эффекты, напри- мер материалы звукопроводов с низким уровнем паразитных объ- емных 'мод или конструкции экранов, снижающих электромагнит- ную паводку. Тогда на рассматриваемом шестом этапе возможно уже независимо провести компенсацию влияния других эффек- тов, например, путем 'корректировки топологии преобразователей. Если не принималось мер уменьшения того или иного эффек- та, на шестом этапе следует оценить степень его влияния на за- данные параметры преобразователей и фильтра в целом. Результатом проектирования 'на шестом этапе должно быть определение окончательной структурной схемы фильтра ПАВ, включая .конструкции образующих его элементов и согласующие цепи: расчет рабочих параметров с учетом эффектов второго по- рядка и расчет топологии всех конструктивных элементов фильт- ра, в том числе топологии преобразователей, 'скорректированной для компенсации влияния некоторых из эффектов. На седьмом этапе осуществляется получение управляющих перфолент или других машинных носителей информации для тех- нологического оборудования с целью изготовления фотошаблонов или непосредственно топологии фильтра и выпуска .конструктор- ской документации. Разумеется, составной частью каждого этапа приведенного процесса проектирования фильтров ПАВ является логическая опе- рация анализа получаемых результатов и определение 'их пра- 36 вильности или сравнение с заданными параметрами по выбран- ным критериям близости. Если на 'каком-либо этапе получены не- удовлетворительные результаты, следует вернуться к предыдущим этапам, например 'модифицировать структурную схему фильтра или конструкции его элементов, сменить используемую физико- математическую модель или метод расчета на более совершенные, в крайнем случае снизить 'исходные требования ,к параметрам фильтра. Кроме того, при необходимости в процессе 'проектирования мо- жет 'быть введен самостоятельный (восьмой) этап оптимизации конструкции фильтра по стоимости, габаритам, массе, чувстви- тельности к технологическим .погрешностям, времени изготовле- ния фотошаблонов или выпуска документации и т. д. После этого можно изготовлять и испытывать лабораторный образец в каче- стве прототипа для дальнейших экспериментальных исследований и доработки фильтра (десятый этап). В последующих главах в основном рассматриваются задачи, введенные на втором—седьмом этапах. 2.2. КОНСТРУКЦИИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ДЛЯ ВОЗБУЖДЕНИЯ И ПРИЕМА ПАВ Основным конструктивным элементом любого акустоэлектрон- ного устройства на ПАВ является преобразователь. Для возбуж- дения и приема ПАВ предложено множество способов, которые сводятся к созданию пространственно-периодической системы пе- ременных упругих деформаций на поверхности твердого тела. Наиболее простым и эффективным является возбуждение и при- ем ПАВ с помощью ВШП, представляющего собой двухфазную решетку (табл. 2.1, преобразователь 1) и состоящего и:з двух гре- бенок тонкопленочных 'металлических электродов, вложенных друг в друга и расположенных на поверхности звукопровода. Каждая пара электродов такого преобразователя 'вследствие обратного пьезоэффекта возбуждает две полезные бегущие поверхностные волны, распространяющиеся во взаимно противоположных на- правлениях, н несколько паразитных объемных мод, распростра- няющихся под углом к поверхности звукопровода. Суммарная ПАВ на выходе передающего ВШП является суперпозицией пар- циальных волн, амплитуды которых зависят от величины пере- крытия излучающих пар электродов, а фазы определяются вза- имным положением последних. Наибольшая интенсивность воз- буждения ПАВ наблюдается при условии акустического синхро- низма, когда период подводимого сигнала соответствует периоду решетки преобразователя [17]. Изменяя топологию (число элект- родов, их пространственный период, длину, ширину и т. п.), мож- но варьировать частотные характеристики ВШП. Простота реа- лизации разнообразных частотных характеристик ВШП и пред- определила широкое его использование при построении фильт- ров ПАВ. 37 В простейшем эквидистантном ВШП, имеющем неизменный пространственный полупериод электродов ^„=Ло/2 и постоянную длину электродов, парциальные волны складываются в фазе с оди- наковой амплитудой. В результате АЧХ такого преобразователя, близкая к огибающей спектра прямоугольного радиоимпульса с частотой заполнения ©о, равной частоте акустического синхрониз- ма ВШП, имеет вид s\nx\/x с уровнем ближайших боковых ле- пестков йб не лучше —13,6 дБ. С целью увеличения избиратель- ности ВШП и реализации разнообразных частотных характери- стик 'предложено множество конструкций ВШП для весовой об- работки амплитуд и фаз парциальных волн. Далеко не полный перечень конструкций ВШП, используемых в фильтрах ПАВ, при- веден в табл. 2.1, за основу которой взята подобная таблица из [31]. Большое разнообразие методов взвешивания ВШП и их мо- дификаций обусловлено в основном ограниченностью получае- мых частотных характеристик и чувствительностью к эффектам вто- рого порядка (отражениям, дифракции, искажению фазового фронта ПАВ и др. [30, 32]). Наиболее просто взвешивание осуществляется в аподизован- ном ВШП (табл. 2.1, преобразователь 3), в котором варьирование амплитуд парциальных ПАВ производится изменением перекры- тия (длины) соседних электродов в соответствии с .заданной им- пульсной характеристикой. Этот вид взвешивания может рассмат- риваться как амплитудно-импульсная модуляция сигнала. Пре- имуществом метода является высокая разрешающая способность, поскольку взвешивание может проиаводиться непрерывно в широ- ком диапазоне. Кроме того, это наиболее простой и легко воспро- изводимый метод для регулирования каждого полупериода тре- буемой импульсной характеристики [33]. Одной из главных проблем, присущих методу взвешивания из- менением длины электродов, является точное воспроизведение ма- лых амплитуд, что требуется для реализации затухания в поло- се заграждения свыше агар=50—60 дБ. Это ограничение связано с действием эффекта дифракции пучка ПАВ от малых апертур. Искажения же амплитудного и фазового фронтов ПАВ в аподи- зованном ВШП практически исключают возможность использо- вания двух подобных ВШП в одном фильтре с целью перемно- жения их передаточных функций и ослабления требований к каж- дому преобразователю. Обойти эту проблему позволяет примене- ние второго ВШП со сравнительно плоским фронтом излучаемых ПАВ (например, преобразователи 1, 2, 11, 13, 14, 16, 17, 19, 21, 23 в табл. 2.1) или |М)ПО, выравнивающего эти фронты. Поскольку полоса пропускания ВШП обратно пропорциональ- на числу его электродов, то в эквидистантном аподизованном ВШП сильно возрастают отражения от многоэлектродной струк- туры при полосах менее ДГз/7о=2—5°/о. Наоборот, при А/з//о> >>30% отражения малы, но нарушается непрерывность воспро- изведения заданной импульсной характеристики, что также при- водит к искажению АЧХ. Отражения можно снизить, применив 38 обращается в нуль при (рс=2л/п, т=1, 2, 3, ... и связана с фа- зовыми ошибками, вызванными разворотом ВШП2 относительно фронта принимаемой волны. Рассмотрим действие всех источников потерь на конкретном примере [75]. Обычно угловая точность рс ориентации преобра- зователей составляет ±0,1°. При типичной апертуре Wi=20Ko и расстоянии между преобразователями 1=300}.о получаем §•= =/cos рс^О.З^о, откуда находим, что (Тс=0,984 и потери, связан- ные с разориентацией преобразователей, равны 0,15 дБ. При такой малой угловой разориентации преобразователей (рс=0,125 и потери, обусловленные фазовыми сдвигами, практически от- сутствуют. Положив точность установки преобразователей равной 1%, получим, что потери, связанные со смещением апертур, окажутся меньше 0,1 дБ. При увеличении угловой ошибки взаимной ориентации преоб- разователей с апертурами W\=Wt =7,8 м и ^„о=116 мкм до рс= =2°507 потери повышаются до 1,8 дБ. Таким образом, ошибки во взаимном расположении преобразователей в пределах ±(0,1— —0,5)°, реализуемые на современных фотоповторителях и уста- новках совмещения и экспонирования, не оказывают существен- ного влияния на вносимое затухание фильтров ПАВ. Для уменьшения разброса АЧХ и ФЧХ фильтров ПАВ из-за производственных погрешностей при их изготовлении можно дать следующие рекомендации. При заданном затухании боковых лепестков около —40 дБ допуски на размеры электродов должны быть не более: Ох= =0,8 мкм, <Ть=0,3 мкм, (7у=0,5 мкм; для обеспечения йб=—60 дБ необходимо иметь 'Стж=0,3 мкм, (Уь==0,15 мкм, Оу=0,3 мкм. С целью получения минимальных ошибок затухания в конкрет- ных точках АЧХ или областях режекции необходимо расширять эти области и использовать в фильтре преобразователи с различ- ными законами изменения затухания в полосе заграждения, на- пример комбинацию двух ВШП с вынесенными вверх и вниз сред- ними частотами. Для уменьшения влияния допусков на размеры электродов в фильтрах следует использовать два аподизованных ВШП с мень- шими диапазонами взвешивания длины электродов, применять в фильтрах преобразователи с комбинированными способами взве- шивания длины, ширины и шага электродов (см. табл. 2.3), ис- пользовать последовательное включение фильтров, проводить оп- тимизацию методов расчета с учетом производственных погреш- ностей, например на основе факторного планирования экспери- мента. Ошибки угловой разориентации взаимного расположения пре- образователей не должны превышать ±(0,1—0,5)°, и погрешно- сти угловой ориентации среза и направления распространения ПАВ в звукопроводе должны быть не более 0,2°. 264 8.5. АВТОМАТИЗАЦИЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И ИЗГОТОВЛЕНИЯ ФИЛЬТРОВ ПАВ Качество фильтров ПАВ определяется четырьмя основными факторами: точностью методов синтеза, полнотой учета эффектов второго порядка, совер- шенством конструкции и технологией изготовления. Однако при синтезе фильт- ров ПАВ и расчете эффектов второго порядка используется сложный мате- матический аппарат, значительно увеличивающий трудоемкость процесса проек- тирования и зачастую делающий задачу расчета нереализуемой без привлече- ния ЭВМ. Кроме того, ручное изготовление чертежей, фотооригиналов и фото- шаблонов фильтров также занимает много времени, причем ручное изготовление не позволяет реализовать необходимую точность элементов структуры фильтров. Наиболее полно задачу улучшения качественных характеристик фильтров- ПАВ за счет повышения точности их синтеза и изготовления, учета большего количества факторов, определяющих оптимальные параметры и условия рабо- ты, можно решить с использованием САПР. Технические аспекты автоматизи- рованного проектирования и изготовление фильтров ПАВ предполагают наличие вычислительного комплекса, состоящего из быстродействующей ЭВМ с комплек- том штатных устройств подготовки ввода—вывода информации, разработку ма- тематического обеспечения, охватывающего все системно связанные задачи проек- тирования фильтров, а также дополнение создаваемых САПР необходимым конст- рукторским, прецизионным измерительным и технологическим оборудованием с программным управлением. Весь комплекс такого оборудования (графопостроители, автоматические координатографы, генераторы изображения, фотоповторители, координатометры и т. д.), необходимого для автоматизированного изготовления устройств на ПАВ, в настоящее время создан. Математическое обеспечение САПР каждого вида изделия РЭА является, как правило, сугубо специфичным и определяется физикой работы изделия, видом и сложностью описывающей его модели, а также тем комплектом оборудования, который имеется в распоряжении проектировщиков системы. Однако применение накопленного богатого опыта моделирования цифровых и радиотехнических схем, широкое привлечение стандарного матобеспечения со- временных быстродействующих ЭВМ, использование достижений в разработке и эксплуатации САПР различных компонентов РЭА является не только целесо- образным, но и необходимым при создании САПР устройств на ПАВ. В литературе описана диалоговая система автоматизированного проек- тирования фильтров ПАВ (САПИФ) предназначена для синтеза фильтров ПАВ по заданным частотным характеристикам, расчета топологии синтезированной структуры фильтра и получения управляющих перфолент для технологического и конструкторского оборудования с целью изготовления фотооригиналов и вы- пуска конструкторской документации. В качестве технических средств диалого- вой системы САПИФ использовались ЭВМ БЭОМ-6, автоматические координа- тографы КПА-1'200 и «Картимат-3'ER», а также графопостроитель ДГУ-2М. Система построена из программных модулей, условно объединенных в восемь пакетов, соответствующих четко ограниченным этапам проектирования фильтров. Жесткая взаимосвязь между программными модулями осуществляется с помощью унифицированных входных и выходных массивов данных. 26& С помощью САПИФ проектировались фильтры, отвечающие требованиям «.советского, американского и европейского стандартов для УПЧИ телевизионных -приемников, а также фильтры для блока цветности телевизионных приемников, «описанные в гл. 3, и фильтры с компенсацией дифракции (см. гл. 6). СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Бондаренко В. С. Классификация функциональных устройств акустоэлек- троники. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ОТ, 1976, вып. 7, с. 66—70. 2. Алексеев А. Н., Орлов В. С., Бондаренко В. С. Интегральные пьезоэлектри- ческие фильтры. — Зарубежная электродная техника, 1978, вып. '5.—49 с., 'вып. 6. — 68 с. 3. Поверхностные акустические волны/Под ред. А. Олияера. — М.- Мир, 1981. — 390 с. 4. Фильтры на поверхностных акустических волнах: расчет, технология и при- менение/Под ред. Г. Мэттьюза. — М.: Радио и связь, 1981. — 472 с. 5. Справочник по элементам полосковой техники/Под ред. А. Л. Фельдштей- яа. — М.: Связь, 1979. — 336 с. 6. Клайн Д., Гилаберт А., Христиан Э. Миниатюризованные фильтры для ка- нальных трансляторов на основе LC-тех'ники. — ТИИЭР, т. 67, 1979, № 1, с. 6—21. 7. Справочник по кварцевым резонаторам/Под ред. П. Г. Позднякова. — М.: Связь, 1978. — 288 с. 8. Shama Sundara H. N. Dielectric Resonator Filters. — Archiv der Electrischen Ubertragungen, Bd 34, 1980, H 2, s. 63—66. 9. Нелепец В. В. Ферритовые устройства СВЧ. — Зарубежная электронная техника, 1976, вып. 2, с. 3—29. 10. Лэм Г. Аналоговые и цифровые фильтры. — М.: Мир, 1982. — 59.2 с. .П. Филатов Г. А., Баев Е. Ф., Цымбалюк В. С. Малогабаритные низкочастот- ные 'механические фильтры. — М.: Связь, 1974. — '2164 с. 12. Секен К., Томпсет М. Приборы с переносом заряда. — М.: Мир, 1978. — 3128 с. 13. Алексеев Л. В., Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. Электрические фильтры метрового и дециметрового диапазонов. — М.: Связь, 1976. — 280 с. 14. Оноэ М. Кристаллические, керамические и электромеханические фильтры японского производства. — ТИИЭР, т. 67, 1979, № 1', с. 89—114. 16. Грибовский П. О. Керамические твердые схемы. — М.' Энергия, 1971 •— 448 с. 1'6. Кантор В. М. Монолитные пьезоэлектрические фильтры. — М.- Связь, '1977. — l^ с. 17. Холланд М., Клейборн У. Устройства на акустических поверхностных вол- нах. — ТИИЭР, т. 62, 1974, № 5, с. 45—83. 18. Слободник Э. Д., Сабо Т. Л., Лейкер К. Р. Миниатюрные фяльтры на по- верхностных акустических волнах. — ТИИЭР, т. 67, 1979, № 1, с. 147—'166. 19. Колдрен Л. Э., Розенберг Р. Л. Резонаторные фильтры на поверхностных акустических волнах. — ТИИЭР, т. 67, 1979, № 1, с. L66—L80. 20. Алексеев Л. В., Знаменский А. Е. Автоматизация проектирования фильтров СВЧ. — М.: Связь, 1979. — 80 с. 21. Ланнэ А. А. Оптимальный синтез линейных электронных схем. — М- Связь, 1978. — 336 с. 22. Солодовников В. В. Статистическая динамика линейных систем автомати- ческого регулирования. — М.: Миз.матгиз, 1960. — 456 с. 23. Голд Б., Рейдер Ч. Цифровая обработка сигналов. — М.: Советское радио, 1973. — 368 с. 24. Рабинер Л., Голд Б. Теория и применение цифровой фильтрации сигна- лов. — М.: Мир, '1978. — 848 с. 25. Алексеева В. Г. Расчет формы сигналов. — Л.: Энергия, 1968. — 296 с. 266 26. Сешу С., Балабанян Н. Анализ линейных цепей. — Л.: Госэнергоиздат, 1963. — 55'2 с. 27. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. — М.: Советское ра- дио, 1977. — 6.06 с. 28. Маттей Г. Л., Янг Л., Джонс М. Г. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. — М.: Связь, 1971. — 440 с. 29. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсни- ков на СВЧ. — М.: Связь, ,1971. — 38'8 с. 30. Речицкий В. И. Акустоэлектронные радиокомпоненты. — М.: Советское ра- дио, 1980. — 264 с. 31. Расчет и конструирование АПВ-фильтров/Под ред. И. Б. Яковкина. — Но- восибирск: Наука (Сибирское отделение), 1982. — 176 с. 32. Речицкий В. И., Кондратьев С. Н. Методы аподизации преобразователей поверхностных акустических волн. — Зарубежная радиоэлектроника, 1977, № 4, с. 22—46. 33. Engan H. Interdigital Transducer Techniques for Specialised Frequency.— Wave Electronics, 1976, N 2, p. 133—154. 34. Конструирование узкополосных фильтров ПАВ на основе встречно-штыре- вых преобразователей с прореживанием электродов/В. С. Орлов, В. С, Бон- даренко, Л. В. Орлова, В. И. Речицкий. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1982, № 12, с. 118^102. 35. GHz Band SAW Filter Using Group-Type Unidirectional Transducer/K. Shi- bayama K. Yamanouchi, H. Sato, T. Meguro. — IEEE Trans. Sonics and Ult- rasonics, 1981, v. SU-28, N 2, p. 91—95. 36. Engan H. Excitation of Elastic Surface Waves by Spatial Harmonics of In- terdigital Transducers. — IEEE Trans. Electr. Devices, 1969, v. ED-16, N 12, p. 1014—1017. 37. Computer-Aided Design of Withdrawal — Weighted SAW Bandpass Filters/ К R Laker E Cohen, T. L. Szabo, J. A. Pustover. — IEEE Trans. Circuit and System, 1978, v. CAS-25, N 5, p. 241—251. 38. Daniel M., De Klerk J. Acoustic Radiation Measurements and Calculations for Surface Wave Filter Design. — Proc. 1974 IEEE Ultrasonics Symposium, Milwaukee, 1974, p. 449—455. 39. Гуляев Ю. В., Кмита А. М., Багдасарян А. С. Полосовые фильтры с ем- костным взвешиванием электродов. — В кн.: Современные проблемы ра- диотехники и электроники. — М.: Наука, 1980, с. ЗЙО—3'25. 40. Фильтры поверхностных акустических волн для телевизионных приемни-. ков/В. С. Орлов, В. С. Бондаренко, Е. Н. Орловская и др. — Вопросы ра- диоэлектроники. Сер. ОТ, 1978, вып. 8, с. 119—129. 41. Особенности работы узкополосного фильтра ПАВ в различных режима^ нагрузки/В. С. Бондаренко, Л. Н. 'Крылов, Е. И. Муратов, В. С. Орлов. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1976, вып. 7, с. 71—77. 42. Ковалев А. В., Яковкин И. Б. Интерференционные эффекты в преобразовал телях ультразвуковых поверхностных волн встречно-штыревого типа. — Радиотехника и электроника, т. 16, 1971, № 8, с. 1521—1523. 43. Tancrell R. F. Analitic Design of Surface Wave Bandpass Filters. — Proc. 1972 Ultrasonics Symposium, 1972, New-York, p. 215—217. 44 Танкрилл Р., Холланд М. Фильтры на поверхностных акустических вол- нах. — ТИИЭР, т. 59, 1971, № 3, с. 62—80. 45. Atzeny С., Masotti L. Linear Signal Processing by Acoustic-Surface-Wave Transversal Filters. — IEEE Trans. Microw. Theor. Techn., 1973, v. MTT-21, N 8, p. 505—519. 46 Szabo T. L., Laker R. R., Cohen E. D. Interdigital Transducer Models: Their Impact on Filter Synthesis. — IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1979, v. SU-26, N 5, p. 321—333. 47. Milsom R. F., Reilly N. H., Redwood M. Analysis of Generation and Detec- tion of Surface and Bulk Acoustic Waves by Interdigital Transducers. — IEEE Trans. Sonics Ultrason,, 1977, v. SU-24, N 5, p. 147—165. 48. Smith W. R., Gerard H. M., Jones W. R. Analysis and Design of Dispersive Interdigital Surface Wave Transducers. — IEEE Trans. Microw. Theor. Techn., 1972, v. MTT-20, N 7, p. 458—471. 26.? 49 Hartmann С. S., Bell L. Т., Rosenfeld R. C. Impulse Model Design of Aco- ustic Surface-Wave Filters. — IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1973, v. SU-20, N 2, p. 80—93. 50. Smith W. R. Key Trade-Off in SAW Transducer Design and Component Spe- cification.—Proc. 1976 Ultrasonics Symposium, Annapolis, 1976, p. 547—552. 51 Smith W. R. Basics of SAW Interdigital Transducer.—Wave Electronics, 1976, v. 2, p. 25—63. 52. Орлов В. С. Методы синтеза фильтров ПАВ по заданным характеристи- кам. — В кн.: Диэлектрики и полупроводники. — .Киев: Изд. КГУ, '1978, вып. 14, с. 30—39. 53. Паркер Д., Прэтт К., Стивене У. ПЧ-фдльтр на поверхностных акустичес- ких волнах с подложкой из силиката висмута для телевизионных прием- ликов. — ТИИЭР, т. '64, il976, № 5, с. 127^132. 54. Орлов В. С., Бондаренко В. С., Кожин С. А. Проектирование оптимальных фильтров ПАВ да основе обменного алгоритма Ремеза и использования теоремы Котельникова. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1978, вып. 8, с. 72—82. 55. Романовский П. И. Ряды Фурье. Теория поля. Аналитические и специаль- ные функции. — М.: Наука, 1873. — 336 с. 56. Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы. Теория и применение/ Под ред. В. С. Кельзона.—М.: Советское радио, 1971.—568 с. 57. Хэррис Ф. Д. Использование окон при гармоническом анализе методом дис- кретного преобразования Фурье. — ТИИЭР, т. 66, 1978, № М, с. 60—97. 58. Функции с двойной ортогональностью в радиоэлектронике и оптике/Под ред. М. К. Размахнина и В. П. Яковлева.—М.: Советское радио, 1971.— 256 .с. 59. Узкополосный фильтр на ПАВ с гауосавской характеристикой /В. С. Бон- даренко, В. С. Орлов, Е. Г. Евдокимова, Е. Н. Орловская. — В кн.: Ди- электрики и полупроводники. — Киев: изд. КГУ, 1978, вып. 14, с. 24—30. 60. Орлов В. С., Зебрин С. Р., Бондаренко В. С. Использование функций с двойной ортогональностью для синтеза фильтров на поверхностных акусти- ческих волнах. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1982, вып. 12, с. 101—109. 61. Орлов В. С., Демакова Е. Г., Лисов Ю. Н. Частотные дискриминаторы и фильтры опознавания на поверхностных акустических волнах. — Материалы XI Всесоюзной конференции по акустоэлектронике и квантовой акустике, ч. П.—Душанбе: Изд. ДОНИШ, 1981, с. 1'1'4—Иб. 62. Хургин Я. И., Яковлев В. П. Финитные функции в физике и технике. — М.: Наука, 1.971. — 408 с. 63. Ремез Е. Я. Общие вычислительные .методы Чебышевского приближения. — Киев: Изд. АН УССР, 1957. — 454 с. 64. А. с. 875590 (СССР). Акустический полосовой фильтр/Речицкий В. И., Ор- лов В. С., Бондаренко В. С. — Опубл. в Б. И., 1981, № 39. 65. Skeie H., Engan H. Second-Order Effects in Acoustic Surface Wave Filters: Design Methods.—The Radio Electron. Eng., 1975, v. 45, N 5, p. 207—220. 66. Моле Д. X. Расчет электрических фильтров для аппаратуры связи. — М.: Госэнергоиздат, 1963. — ЗЗЙ с. 67. Слободник А. Поверхностные акустические волны и материалы для уст- ройств на ПАВ.—ТИИЭР, т. 64, 1976, № 5, с. 10—26. 68. Наламвар А., Эпстейн М. Характеристики имитанса преобразователей акустических поверхностных волн. — ТИИЭР, т. 60, 1972, № 3, с. 336—337. 69. Фано Р. М. Теоретическое ограничение полосы согласования произвольных ямпедансов. — М.: Советское радио, 1965. — 58 с. 70. Использование активных транзисторных цепей для согласования фильтров ПАВ с комплексными нагрузками/В. С. Орлов, В. С. Бондаренко, В. С. Сав- ченков, Г. В. Верещагин. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1979, вып. 9, с. 86—97. 71. Лукес Ю. X. Схемы на полупроводниковых диодах. — М.: Энергия, 1972. — 336 с. 72. Бенинг Ф. Отрицательные сопротивления в электронных схемах. — М.: Со- ветское радио, 1975. — 288 с. 268 73. А. с. № 343355 (СССР). Широкополосный интегральный усилитель напря- жения/Б. И. Кудинов, Э. И. Селицкий.—Опубл. в Б. И., 1.972, № 20. 74. Файзулаев Б. Н. Переходные процессы ,в транзисторных каскадах.—М.: Связь, 1968. — 248 с. 75. Карийский С. С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых по- верхностных волнах. — М.: Советское радио, 1975. — 176 с. 76. Бондаренко В. С., Редкобородный Ю. П., Орлов В. С. Влияние дифракции поверхностных акустических волн на характеристики акустоэлектронных устройств. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1977, вып. М, с. 160—1'65. 77. Науменко Н. Ф., Орлов В. С., Бондаренко В. С. Методы расчета и ком- пенсации дифракционных искажений в устройствах обработки сигналов на ПАВ. — Зарубежная радиоэлектроника, 1983, № 1'0, с. 22)—53. 78. Бондаренко В. С., Басовский Н. И., Крутое А. П. Динамический диапазон и исследование возможности уменьшения уровня ложных сигналов а уль- траакустических устройствах. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1975, вып. 6, с. 25—35. 79. Dunnrowiez C., Saady F., Parker T. Reflections of Waves from Periodic Discontinuities.—Proc. 1976 Ultrasonics Symposium, 1976, Annapolis, p. 386—390. 80. Emtage P. Description of Interdigital Transducers.—J. Appl. Phys., 1972, v. 44, N 11, p. 4486—4489. 81. Анализ влияния многократных отражений и .сигналов тройного прохожде- ния на выходные параметры фильтров ПАВ/В. С. Орлов, В. С. Бондаренко, В. И. Речицкий и др. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1981, вып. 14, с. 54^65. 82. Речицкий В. И. Современные тенденции .развития акустоэлектронных ра- диокомпонентов. — Зарубежная радиоэлектроника, 1981, № 8, с. 60—76. 83. Карпеев Д. В., Кондратьев С. Н. О влиянии .переотражений на электричес- кие характеристики преобразователей ПАВ. — Материалы XI Всесоюзной конференции по акустоэлектронике и квантовой акустике. Ч. II. — Душан- бе: Изд. ДОНИШ, 1981. с. 1Э6—137. .84. Евдокимов Д. П., Иванов П. Т., Хатунцев Л. А. Разработка полосового фильтра с учетом отражений поверхностных акустических волн. — Мате- риалы XI Всесоюзной конференции .по акустоэлектронике и квантовой акус- тике. Ч. П.—Душанбе: Изд. ДОНИШ, 1981, с. 63-<4. 85. А. с. 729817 (СССР). Фильтр на поверхностных акустических волнах/ В. С. Орлов, Ю. А. Клешнев, В. С. Бондаренко и др. — Опубл. в Б. И., 1.980, № 15. 86. Дифракционные эффекты при распространении поверхностных акустических .волн в кристаллических подложках из LiNbOa/A. А. Адхамов, А. Н. Шкляр, В. С. Бондаренко и др. — Физика твердого, тела, т. 23, 19.81, вып. 6, с. 1689—1692. .87. Milsom R. F. A Diffraction Theory for SAW Filters on Non-Parabolic High Coupling Orientations.—Proc. 1977 Ultrasonics Symposium, 1977, Phoenix, p. 827—832. .88. Wagers R. S. Transverse Electrostatic End Effects in Interdigital Transdu- cers.—Proc. 1976 Ultrasonics Symposium, 1976, Annapolis, p. 536—539. 89. Hagon P. J., Lakin К. М. The Influence of Near Field Acoustic Diffraction on SAW Device Performance.—Proc. 1974 Ultrasonics Symposium, 1974, Mil- waukee, p. 341—344. 90. Mitchell R. F., Stevens R. Diffraction Effects in Small-Aperture Acoustic Sur- face Wave Filters. — Wave Electronics, 1974/1975, N 1, p. 201—218. 91. Wagers R. SAW Diffraction Analysis by Paired Echo Superposition.—IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1976, v. SU-23, N 7, p. 249—254. 92. Szabo T. L. Generalized Fourier Transform Diffraction Theory for Parabolical- ly Anisotropic Media.—J. Acoust. Soc. Amer., 1978, v. 63(1), p. 28—34. 93. Rahn J. P. Diffraction Effects from Very Narrow Surface Wave Trancducers.— IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1978, v. SU-25, 55—57. 94. Kerber G. L., Alsup J. M. Surface Acoustic Wave Diffraction. — Proc. 1977, Ultrasonics Symposium, 1977, Phoenix, p. 834—839. 269 95. Schoenwald J. Diffraction Loss Compensation in Very Low Shape Factor Wi- deband SAW Filters. — Proc. 1977 Ultrasonics Symposium, 1977, Phoenix p. 706-709. 96. Szabo Т. L., Slobodnik A. J. Diffraction Compensation in Periodic Apodized Acoustic Surface Wave Filters.—IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1974 v. SU-21, N 2, p. 114—119. 97. Науменко Н. Ф., Орлов В. С., Бондаренко В. С. Учет дифракции ПАВ при проектировании фильтров с высокой избирательностью. — Вопросы радио- электроники. Сер. ОТ, 1982, вып. 12, с. 39—46. 98. Penunuri D. A Numerical Technique for SAW Diffraction Simulation — IEEE Trans. Microw. Theor. Techn., 1978, v. MTT-26, p. 288—294. 99. Savage E. V., Matthaei G. L. Compensation for Diffraction in SAW Filters. — Proc. 1979 Ultrasonics Symposium, 1979, New Orlean, p. 527—532. 100. Пат. № 4.109.173 (США). Temperature Compensated Cut of Berlinite with High Piezoelectric Coupling and Low Diffraction Losses for SAW Devices/ O'Connel R. 101. Пат. № 4004 254 (США). IF SAW Filter with Absorbing Sireen for Sidelobes Suppression/De Vries A. L. 102. Yamagoushi M., Temma Т., Togo H. Waveguide-Tipe SAW Filter Using Ener- gy Focusing Interdigital Transducers.—Microwaves, Optics and Acoustics 1979, v. 3, N 4, р. 161—168. 1'03. Гликман И. Я., Русин Ю. С. Расчет характеристик элементов цепей РЭА. — M.: Советское радио, 1976. — !l'60 с. 104. Акустические кристаллы/Под ред. M. П. Шаскольской. — М : Наука 1982 — 632 с. 105. Wahatsuki К., Namikata M. Suppression of Bulk-Wave in SAW Filter by Me- tall-Overlay Design,—Proc. 1976 Ultrasonics Symposium, 1976, Annapolis, p, 332—335. 106. Перепечко И. И. Акустические методы исследования полимеров. — М.: Химия, 1973. — 296 с. 107. Mitchell R. F., Read E. Suppression of Bulk Wave Radiation from SAW De- vices. — IEEE Trans. Sonics Ultrasonics, 1975, v. SU-22, N 4, p. 264—270. 1'08. Бондаренко В. С., Гайвянис Р. Ю., Крутов А. П. Исследование новых- пьезоэлектри.ческих материалов для устройств на ПАВ. — Материалы III Всесоюзной конференции «Современные вопросы ультразвуковой спектро- скопии». — Каунас: Изд. КПИ, 1976, с. 43—46. 109. Глюкман Л. И. Пьезоэлектрические кварцевые резонаторы. — Л.: Энергия, 1969. — 260 с. 110. Гимпельсон В. Д., Радионов Ю. А. Тонкопленочные микросхемы для при- боростроения я вычислительной техники. — М.: Машиностроение, 1976. — 282 с. 111. Введение в фотолитографию/Под ред. В. П. Лаврищева. — М.: Энергия,. И977. — 400 с. 112. Глазков И. М. Оборудование для 'производства фотошаблонов и выпол- нения операций фотолитографии. — М.: Советское радио, 1975. — 76 с. 1'13. Фотолитография и оптика/Под ред. Я. А. Федотова и Г. П. Поля. — М.: Советское радио, 1977. — 392 с. 114. Гехер К. Теория чувствительности и допусков электронных цепей. — М.: Советское радио, 1973. — 200 с. 115. Фомин А. В., Борисов В. Ф., Чермошенский В. В. Допуска в РЭА. — М.: Советское радио, 1973. — '12'8 с. 116. Орлов В. С., Бондаренко В. С., Орлова Л. В. Анализ влияния производ- ственных погрешностей на 'выходные параметры фильтров ПАВ. — Вопро- сы радиоэлектроники. Сер. ОТ, 1980, вып. 1'2, с. 128—135. 117. Адлер Ю. П., Маркова E. В., Грановский Ю. В. Планирование экспери- мента при поиске оптимальных условий. — М.: Наука, 1976. — 280 с. 118. Рупкус С. С. Оптимизация технологических факторов изготовления акусто- электронных фильтров. — Научные труды вузов Литовской ССР. Сер. Ра- диоэлектроника, т. il5, 1979, № 3, с. 80—87. 270 ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие . . . . .....;...... 3 Принятые условные обозначения ........... 6 Глава 1. Частотно-избирательные устройства для микроэлектронной аппаратуры .............. 8 1.1. Конструктивно-технологические особенности и критерии оценки каче- ства полосовых фильтров различных типов ....... 8 \3. Возможности построения интегральных частотно-избирательных уст- ройств .................. 14 1.3. Частотные и .временные характеристики аналоговых и цифровых фильтров . . . . ............. 19 Глава 2. Физические основы проектирования фильтров ПАВ ... 31 2.1. Основные этапы процесса проектирования фильтров ПАВ . . . 31 2.2. Конструкции преобразователей для возбуждения и приема ПАВ . 37 2.3. Построение структурной схемы фильтров ПАВ с несколькими преоб- разователями .......... ...... 48 2.4. Представление встречно-штыревого преобразователя в виде трансвер- сального фильтра . . . . .......... 5'6 2.5. Модели встречно-штыревых преобразователей для синтеза фильтров ПАВ ........... ....... 67 2.6. Характеристики преобразователей и фильтров ПАВ с линейной и не- линейной фазой . . ............. 75 2.7. Преобразователи с несимметричными частотными характеристиками. Выбор частоты дискретизации ........... 80 Глава 3. Синтез фильтров ПАВ по заданным частотным характе- ристикам . . . ........... 83 3.1. Конкретизация задачи синтеза. Выбор критериев близости ... 83 3.2. Синтез преобразователей и фильтров ПАВ методом .прямой сверт- ки с весовой функцией ............. 87 3.3. Методика инженерного расчета конструкций фильтров ПАВ с прямо- угольными АЧХ методом прямой свертки . . . , . . . 103 3.4. Алгоритм расчета на ЭВМ топологии фильтров ПАВ с несимметрич- ными АЧХ . . . . ............ 108 3.5. Синтез фильтров ПАВ с линейной и нелинейной фазой методом ча- стотных выборок .............. 115 3.6. Оптимальный синтез фильтров ПАВ на основе обменного алгоритма Ремеза . . . . ............. 1'22 Глава 4. Конструирование узкополосных фильтров ПАВ .... 130 4.1. Частотные и временные характеристики одиночных секций встречно- штыревых преобразователей с прореживанием электродов . . . 130 4.2. Передаточные свойства секционированных преобразователей в ши- рокой полосе частот . . ........... 1Э5 4.3. Конструирование узкополосных фильтров ПАВ на основе секциониро- ванных преобразователей . . . ......... 138 4.4. Конструирование узкополосных фильтров с разделением и последую- щим восстановлением импульсной характеристики . , . > , 144 271 Стр. Глава 5. Согласование фильтров ПАВ С комплексными нагрузками . 146 5.1. Эквивалентное представление фильтра ПАВ . ...... 146 5.2. Выбор критериев качества согласования фильтров ПАВ с комплекс- ной нагрузкой . . . ............ 149 5.3. Согласование встречно-штыревых преобразователей с помощью пас- сивных LC-целей . . ............ 154 5.4. Согласование преобразователей фильтров ПАВ с помощью активных цепей я построение частотно-избирательных микросборок . . . 163 Глава 6. Конструирование фильтров ПАВ с учетом эффектов второго порядка . . . ............ 168 6.1. Классификация эффектов второго порядка и анализ их влияния на характеристики фильтров ПАВ ........... 1'68 6.2. Расчет и конструирование фильтров ПАВ с учетом многократных отражений . . . . . ........... 173 6.3. Влияние конструкций преобразователей и режима согласования на уровень сигналов тройного прохождения ........ 181 6.4. Дифракционные искажения в фильтрах ПАВ и методы их компен- сации . . . ............... 187 6.5. Паразитные связи в фильтрах ПАВ . . ....... 200 6.6. Рассеяние и поглощение поверхностных и объемных акустических волн . . . . .............. 204 Глава 7. Технология изготовления фильтров ПАВ ...... 209 7.1. Конструирование и технология изготовления эвукопроводов фильтров 209 7.2. Очистка и металлизация эвукопроводов . . ...... 2il 8 7.3. Методы изготовления 'встречно-штыревых структур фильтров ПАВ . 223 7.4. Технология изготовления фотошаблонов фильтров ПАВ .... 228 7.5. Технология изготовления структур фильтров ПАВ методом контактной фотолитографии ............... 239 Глава 8. Анализ влияния технологических погрешностей на выходные параметры фильтров ПАВ . . . ....... 245 8.1. Основные технологические погрешности при изготовлении фильтров ПАВ . . . . .............. 245 8.2. Анализ 'влияния технологических погрешностей структур преобразова- телей по методу Монте-Карло . . . ....... 248 8.'3. Вероятностный метод анализа влияния погрешностей структур пре- образователей я обрывов электродов ......... 256 8.4. Влияние ошибок угловой ориентации звуколроводов и взаимного рас- положения преобразователей . . ......... 261 8.5. Автоматизация проектирования и изготовления фильтров ПАВ . . Й66 Список литературы ................ 266 В. С. ОРЛОВ, В. С. БОНДАРЕНКО ФИЛЬТРЫ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984